【技術(shù)領(lǐng)域】

本發(fā)明所揭露的實施例有關(guān)于信號處理電路，尤指一種可消除噪聲的信號處理電路。

背景技術(shù)：

現(xiàn)有的低噪聲放大器(low-noiseamplifier,lna)，會使用一電感退化(inductordegeneration)設(shè)計來提供噪聲匹配和阻抗的實數(shù)部分，但是，這樣一個基于電感退化的低噪聲放大器設(shè)計需要消耗很大的芯片面積，因此，有人提出其他的噪聲消除技術(shù)來提供寬頻匹配且具有低噪聲指數(shù)(noisefigure)。然而，對于這些熟知的噪聲消除技術(shù)來說，線性度、噪聲指數(shù)、芯片面積和電流消耗彼此之間始終是一個折衷的關(guān)系(trade-off)，此外，傳統(tǒng)的噪聲消除技術(shù)無法針對不同的應(yīng)用來任意改變電流，尤其是低功耗的應(yīng)用。此外，由于半導(dǎo)體工藝的推進(jìn)，晶體管的閃爍噪聲(flickernoise)將愈發(fā)嚴(yán)重，而現(xiàn)有的噪聲消除技術(shù)是以晶體管的電流消耗及/或晶體管的尺寸為代價來處理閃爍噪聲的問題。

因此，需要一種改進(jìn)的噪聲消除設(shè)計，能夠具有電流的可調(diào)特性，且不需要以電流消耗和噪聲抑制性能為互相折衷的關(guān)系來消除閃爍噪聲。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有鑒于此，有必要提出一種能夠消除電路衍生噪聲的信號處理電路。

根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，揭露一種信號處理電路，包含有一阻抗匹配單元以及一轉(zhuǎn)導(dǎo)級。該阻抗匹配單元設(shè)置在一第一路徑中且用來提供輸入阻抗匹配，其中該阻抗匹配單元是一個被動元件，且該第一路徑耦接于一信號輸入埠和一信號輸出埠之間。該轉(zhuǎn)導(dǎo)級設(shè)置在一第二路徑中且用來將電路衍生噪聲引導(dǎo)至該信號輸出埠，以在該信號輸出埠之處將噪聲消除，其中該第二路徑耦接于該信號輸入埠以及該信號輸出埠之間。

根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，揭露一種信號處理電路，包含有一第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元、一第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元以及一電流模式噪聲消除單元。該第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元用來將一電壓輸入轉(zhuǎn)換為一第一電流輸出。該第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元用來將該電壓輸入轉(zhuǎn)換成一第二電流輸出。該電流模式噪聲消除單元用來將產(chǎn)生自該第一電流輸出和該第二電流輸出的多個電流信號結(jié)合起來，以消除電路衍生噪聲。其中該第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元和該第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元的其中之一為一被動元件。

上述信號處理電路可消除電路衍生噪聲。

【附圖說明】

圖1為本發(fā)明噪聲消除概念的示意圖。

圖2為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谝粚嵤├氖疽鈭D。

圖3為依據(jù)本發(fā)明圖2所示第一被動混頻器和第二被動混頻器的示范性實施例的電路圖。

圖4為圖2所示的電路的電性分析的示意圖。

圖5為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诙嵤├氖疽鈭D。

圖6為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谌龑嵤├氖疽鈭D。

圖7為圖6所示的電路的電性分析的示意圖。

圖8為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谒膶嵤├氖疽鈭D。

圖9為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谝粚嵤├氖疽鈭D。

圖10為依據(jù)本發(fā)明圖9所示第一被動混頻器和第二被動混頻器的示范性實施例的電路圖。

圖11為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诙嵤├氖疽鈭D。

圖12為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谌龑嵤├氖疽鈭D。

圖13為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谒膶嵤├氖疽鈭D。

圖14為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谖鍖嵤├氖疽鈭D。

圖15為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诹鶎嵤├氖疽鈭D。

圖16為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谖鍖嵤├氖疽鈭D。

圖17為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诹鶎嵤├氖疽鈭D。

圖18為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谄邔嵤├氖疽鈭D。

圖19為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诎藢嵤├氖疽鈭D。

圖20為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谄邔嵤├氖疽鈭D。

圖21為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诎藢嵤├氖疽鈭D。

圖22為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诰艑嵤├氖疽鈭D。

圖23為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谑畬嵤├氖疽鈭D。

圖24為依據(jù)本發(fā)明以正交接收器實現(xiàn)的信號處理電路的實施例的示意圖。

圖25為依據(jù)本發(fā)明圖2所示的信號處理電路的另一設(shè)計的實施例的示意圖。

【具體實施方式】

在說明書及權(quán)利要求當(dāng)中使用了某些詞匯來指稱特定的元件。本領(lǐng)域中技術(shù)人員應(yīng)可理解，電子裝置制造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個元件。本說明書及權(quán)利要求并不以名稱的差異來作為區(qū)分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區(qū)分的準(zhǔn)則。在通篇說明書及權(quán)利要求當(dāng)中所提及的“包含”為開放式的用語，故應(yīng)解釋成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一詞在此包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述第一裝置耦接到第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接于該第二裝置，或通過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。

請參照圖1，圖1為本發(fā)明噪聲消除概念的示意圖。所提出的噪聲消除概念可應(yīng)用在一無線接收器的一前端(frontend)，然而，這僅用于說明的目的，并且不意味著是本發(fā)明的限制，在實現(xiàn)上，使用所提出的噪聲消除概念的任何電路皆屬于本發(fā)明的范圍。以一電流源102和一電阻rs來作為一無線接收器100的一天線101的模型。無線接收器100的前端104包含有一第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元106、一第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元108以及一電流模式噪聲消除單元(current-modenoisecancellationunit)110。第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元106被耦接到一信號輸入埠nin，且用來處理因天線101接收無線通信信號所產(chǎn)生的一電壓輸入vrin，如圖1所示，第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元106包含有一阻抗匹配電阻rin，因此，電壓輸入vrin被轉(zhuǎn)換成一第一電流輸出irin，其中irin＝vrin/rin。第一電流輸出irin可以由一非必要的(optional)第一比例因子(scalingfactor)α來調(diào)整比例，其中當(dāng)α＝1(即不調(diào)整比例的情況)時，一輸出電流i1等于irin，而當(dāng)α<1(即有調(diào)整比例的情況)時，輸出電流i1小于irin。簡單地說，一電流控制電流源(current-controlledcurrentsource)107會因為阻抗匹配電阻rin而存在。

第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元108亦被耦接至信號輸入埠nin，且用來處理電壓輸入vrin。如圖1所示，第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元108包含有一轉(zhuǎn)導(dǎo)單元109，因此，輸入電壓vrin被轉(zhuǎn)換成一第二電流輸出gmvrin，其中g(shù)m是轉(zhuǎn)導(dǎo)單元109的轉(zhuǎn)導(dǎo)值(transconductancevalue)。一非必要的第二比例因子β可調(diào)整第二電流輸出gmvrin的比例，其中當(dāng)β＝1(即不調(diào)整比例的情況)時，一輸出電流i2等于gmvrin，而當(dāng)β<1(即有調(diào)整比例的情況)時，輸出電流i2小于gmvrin。簡單地說，轉(zhuǎn)導(dǎo)單元109是作為一電壓控制電流源(voltage-controlledcurrentsource)。

電流模式噪聲消除單元110是簡單地利用第一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元106和第二電壓至電流轉(zhuǎn)換單元108的一互連節(jié)點(interconnectionnode)nc來實現(xiàn)。具體而言，電流模式噪聲消除單元110是用來將來自第一電流輸出irin以及第二電流輸出gmvrin的多個電流信號i1和i2結(jié)合，以消除電路所衍生的噪聲。這樣一來，前端104的一信號輸出埠nout會產(chǎn)生一噪聲消除后輸出電流iout到下一信號處理級(例如，一轉(zhuǎn)阻放大器(transimpedanceamplifier))。

接收器輸入端(即，信號輸入埠nin)的阻抗匹配電阻rin上的噪聲電流可以通過測量流經(jīng)阻抗匹配電阻rin的電流和信號輸入埠nin的電壓vrin來消除。此外，若是rin等于rs，則可以輕易地達(dá)到輸入匹配。

應(yīng)當(dāng)注意的是，阻抗匹配電阻rin是一雙向元件(bilateralelement)，能夠以相反的方向來傳遞信號，因此，欲消除的電路衍生噪聲(例如，熱噪聲(thermalnoise)/閃爍噪聲)可以從一內(nèi)部電路元件(例如，阻抗匹配電阻rin)傳送至轉(zhuǎn)導(dǎo)單元109，然后在互連節(jié)點nc/信號輸出埠nout消除掉。更具體地說，具相反相位的欲消除的電路衍生噪聲分量會在互連節(jié)點nc/信號輸出埠nout彼此結(jié)合起來，而具相同相位的欲保留的信號分量也會在互連節(jié)點nc/信號輸出埠nout彼此結(jié)合起來。根據(jù)所提出的噪聲消除概念，是在電流模式中進(jìn)行噪聲消除的程序，如此有助于節(jié)省芯片的面積和功耗，此外，噪聲消除發(fā)生在電流模式中，也可以保持線性度。

在以下的說明中，提出了若干基于圖1所示的噪聲消除概念的電路實現(xiàn)，以助于本發(fā)明技術(shù)特征的理解。

圖2為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谝粚嵤├氖疽鈭D。信號處理電路200是一無線接收器的一前端的一部分。具體而言，接收器前端可包含有信號處理電路200和一差動轉(zhuǎn)阻放大器22，因此，一信號輸入埠201被耦接到位于前方的一天線20，且一信號輸出埠203被耦接到位于后方的具有回授電阻rf和回授電容cf的差動轉(zhuǎn)阻放大器22。在本實施例中，信號處理電路200包含有一阻抗匹配單元204、一轉(zhuǎn)導(dǎo)級(transconductancestage)206、一第一被動混頻器(passivemixer)207以及一第二被動混頻器208，其中阻抗匹配單元204和第一被動混頻器207都設(shè)置在一第一路徑(例如，一主要路徑)211，而轉(zhuǎn)導(dǎo)級206和第二被動混頻器208都被設(shè)置在第二路徑(例如，一輔助路徑)212。從圖2中可以看出，第一路徑211耦接于信號輸入埠201和信號輸出埠203之間，而第二路徑212也耦接于信號輸入埠201和信號輸出埠203之間，換句話說，第一路徑211和第二路徑212為并聯(lián)連接。

在本實施例中，信號輸入埠201接收一單端信號s_se，且阻抗匹配單元204和轉(zhuǎn)導(dǎo)級206分別對單端信號s_se進(jìn)行處理。具體而言，阻抗匹配單元204用來提供輸入阻抗匹配，阻抗匹配單元204是一個雙向元件，例如電阻值為rx的一電阻。第一路徑211會影響輸入匹配，因此，從信號輸入埠201所看入的輸入阻抗為rs(例如，天線20具有等于rs阻抗值)，而當(dāng)rin+rx＝rs時，則會滿足輸入阻抗匹配的判斷標(biāo)準(zhǔn)，其中rin表示從第一被動混頻器207所看入的電阻值。另外，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206能夠?qū)㈦娐匪苌脑肼晱牡谝宦窂?11引導(dǎo)至信號輸出埠203，以在信號輸出埠203之處將噪聲消除，進(jìn)一步的細(xì)節(jié)將敘述如下。

第一被動混頻器207用來混合阻抗匹配單元204的一輸出s1與一本地振蕩器輸出，其中該本地振蕩器輸出包含有彼此具有180度相位差的一第一本地振蕩器信號lo+和一第二本地振蕩器信號lo-。第二被動混頻器208用來混合轉(zhuǎn)導(dǎo)級206的一輸出s2與該本地振蕩器輸出。請參照圖3，圖3為依據(jù)本發(fā)明圖2所示第一被動混頻器207和第二被動混頻器208的一示范性實施例的電路圖。如圖3所示，被動混頻器207/208包含有多個電阻器r1、r2、多個電容器c1、c2以及多個晶體管m1、m2，此外，vblo提供晶體管m1、m2一偏壓。如此一來，第一被動混頻器207的一第一輸出節(jié)點n11和一第二輸出節(jié)點n12會根據(jù)從一輸入節(jié)點n13接收的信號s1來產(chǎn)生一第一差動混頻器輸出s1'的一正信號ifp_1和一負(fù)信號ifn_1，同樣地，第二被動混頻器208的一第一輸出節(jié)點n21和一第二輸出節(jié)點n22會根據(jù)從一輸入節(jié)點n23接收的信號s2來產(chǎn)生一第二差動混頻器輸出s2'的一正信號ifp_2和一負(fù)信號ifn_2。在本發(fā)明的較佳示范性實施例中，一額外的電容(圖中未顯示)可耦接于第一輸出節(jié)點n11/n21和第二輸出節(jié)點n12/n22之間。當(dāng)該額外的電容的電容值增加時，有效的品質(zhì)因數(shù)(qualityfactor,q)也會增加，意味著更好的輸出噪聲阻絕。

第一被動混頻器207和第二被動混頻器208的輸出電流會在信號輸出埠203相結(jié)合，且接下來的轉(zhuǎn)阻放大器22會將從信號輸出埠203所接收的一電流輸出轉(zhuǎn)換成一相對應(yīng)的電壓輸出v_out。應(yīng)注意的是，第一被動混頻器207也是一雙向元件，假設(shè)轉(zhuǎn)導(dǎo)級206的輸出電阻值ro是無限大的，則內(nèi)部電路元件(例如，阻抗匹配單元204、第一被動混頻器207以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22)所產(chǎn)生的電路衍生噪聲可以通過第二路徑212發(fā)送到信號輸出埠203，然后和信號輸出埠203的電路衍生噪聲結(jié)合以消除噪聲。

請參照圖4，圖4為圖2所示的電路的一電性分析的示意圖。從第一路徑211引起的噪聲電壓vn會出現(xiàn)在信號輸入埠并在第二路徑212造成一噪聲電流，其中噪聲電壓vn是由阻抗匹配單元204、第一被動混頻器207和差動轉(zhuǎn)阻放大器22的電路衍生噪聲所組成。為消除噪聲，第一路徑211和第二路徑212中的噪聲電流應(yīng)該相等。

gm·(rx+rin)＝1(2)

當(dāng)輸入阻抗匹配的條件已滿足時，則rs會等于rin+rx，因此，上述方程式(2)可表示如下。

gm·rs＝1(3)

因此，當(dāng)方程式(3)所代表的條件被滿足時，便可達(dá)到在信號輸出埠進(jìn)行噪聲消除的目的。

正如以上所提及的，電路衍生噪聲最初存在于信號輸出埠203，且和第二路徑212導(dǎo)引的電路衍生噪聲應(yīng)該是反相的關(guān)系。至于圖2所示的例子中，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206具有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值-gm，使得從該信號輸入埠201看進(jìn)去的輸入阻抗rs和轉(zhuǎn)導(dǎo)級206所提供的轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm(即gm＝|-gm|＝gm)的乘積會等于1。然而，由于轉(zhuǎn)導(dǎo)級206具有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值而非一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值，第一被動混頻器207的第一輸出節(jié)點n11應(yīng)該耦接至第二被動混頻器208的第二輸出節(jié)點n22，且第一被動混頻器207的第二輸出節(jié)點n12應(yīng)該耦接至第二被動混頻器208的第一輸出節(jié)點n21。

在一設(shè)計變化中，位于第二路徑的轉(zhuǎn)導(dǎo)級可以被設(shè)定為具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值。請參照圖5，圖5為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诙嵤├氖疽鈭D。信號處理電路200和信號處理電路500之間的主要差別是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級506具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm，其中從信號輸入埠201看進(jìn)去的輸入阻抗rs和轉(zhuǎn)導(dǎo)級506所提供的轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm(即gm＝gm)的乘積仍然等于1，然而，轉(zhuǎn)導(dǎo)級506具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值而非一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值，故第一被動混頻器207的第一輸出節(jié)點n11應(yīng)該耦接至第二被動混頻器208的第一輸出節(jié)點n21，而第一被動混頻器207的第二輸出節(jié)點n12應(yīng)該耦接至第二被動混頻器208的第二輸出節(jié)點n22，以同樣達(dá)到在信號輸出埠203之處進(jìn)行噪聲消除的目的。

如上文所述，無論轉(zhuǎn)導(dǎo)級是設(shè)定為一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值或一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值，應(yīng)滿足由方程式(3)所定義的噪聲消除條件，因此，轉(zhuǎn)導(dǎo)級的轉(zhuǎn)導(dǎo)值會受到輸入阻抗rs的限制，換句話說，圖2/圖5所示的電路的噪聲指數(shù)(noisefigure,nf)是由第二路徑212所支配，而第二路徑212又受輸入匹配限制。為了改善噪聲指數(shù)，需要減小轉(zhuǎn)導(dǎo)級206/506本身具關(guān)鍵地位的噪聲指數(shù)。圖6為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谌龑嵤├氖疽鈭D。信號處理電路200和信號處理電路600之間的主要差別是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級606包含有串聯(lián)連接的一轉(zhuǎn)導(dǎo)單元612和一信號調(diào)整器(signalscaler)614。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)單元612具有負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值-gm'，而信號調(diào)整器614對轉(zhuǎn)導(dǎo)單元612的輸出施加一無噪聲的(noiseless)比例因子β，其中β<1。應(yīng)注意的是，|-gm'|×β＝gm。因此，轉(zhuǎn)導(dǎo)級606的整體轉(zhuǎn)導(dǎo)大小和轉(zhuǎn)導(dǎo)級206相等，然而，gm'大于gm。

請參照圖7，圖7為圖6所示的電路的電性分析的示意圖。從第一路徑211引起的噪聲電壓vn會出現(xiàn)在信號輸入埠并在第二路徑212造成一噪聲電流，其中噪聲電壓vn是由內(nèi)部電路元件(例如阻抗匹配單元204、第一被動混頻器207和差動轉(zhuǎn)阻放大器22)的電路衍生噪聲所組成。為消除噪聲，第一路徑211和第二路徑212中的噪聲電流應(yīng)該相等。

當(dāng)輸入阻抗匹配的條件已滿足時，則rs會等于rin+rx，因此，上述方程式(5)可表示如下。

因此，當(dāng)方程式(6)所代表的條件被滿足時，便可達(dá)到在信號輸出埠之處進(jìn)行噪聲消除的目的。

舉例來說，可以使用電容cs_1和電容cs_2來實現(xiàn)信號調(diào)整器614，其中電容cs_1和電容cs_2的電容比(capacitanceratio)定義了比例因子β。和gm相比，gm’的值會因為比例因子β而增加，如方程式(6)中所示。如此一來，可在有效地降低轉(zhuǎn)導(dǎo)級所具有的關(guān)鍵噪聲指數(shù)之下滿足噪聲消除條件，從而相對應(yīng)地提高噪聲指數(shù)。

請參照圖8，圖8為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谒膶嵤├氖疽鈭D。信號處理電路500和信號處理電路800之間的主要差別是，在轉(zhuǎn)導(dǎo)級806中的轉(zhuǎn)導(dǎo)單元812具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm’，然而，從信號輸入埠201看進(jìn)去的輸入阻抗rs和轉(zhuǎn)導(dǎo)級806所提供的轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm(即，gm＝β×gm’)的乘積仍然等于1。同樣地，可在有效地降低轉(zhuǎn)導(dǎo)級的關(guān)鍵噪聲指數(shù)之下滿足噪聲消除條件，從而相對應(yīng)地提高噪聲指數(shù)。

對于每個上述的信號處理電路200、500、600、800來說，采用了單端拓?fù)鋪硖幚韽奶炀€20產(chǎn)生的單端信號s_se，然而，同樣的噪聲消除概念也可以應(yīng)用在差動拓?fù)涞男盘柼幚黼娐分?。圖9為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谝粚嵤├氖疽鈭D。信號處理電路900是一無線接收器的一前端的一部分。具體而言，該接收器前端可包含有信號處理電路900和差動轉(zhuǎn)阻放大器22，因此，一信號輸出埠903耦接至其后的差動轉(zhuǎn)阻放大器22。如圖9所示，一信號輸入埠901通過一個基于變壓器的裝置(例如，平衡-不平衡轉(zhuǎn)換器(balun))21來耦接至前面的天線20，因此，信號輸入埠901會接收到一差動信號s_de。在本實施例中，信號處理電路900包含有一阻抗匹配單元904、一轉(zhuǎn)導(dǎo)級906、一第一被動混頻器907以及一第二被動混頻器908，其中阻抗匹配單元904和第一被動混頻器907都被設(shè)置在一第一路徑(例如主要路徑)911，而第一路徑911包含有一正信號路線p2+和一負(fù)信號路線p2-，此外，轉(zhuǎn)導(dǎo)級906和第二被動混頻器908都被設(shè)置在一第二路徑(例如一輔助路徑)912，而第二路徑912包含有一正信號路線p1+和一負(fù)信號路線p1-。從圖9中可以看出，第一路徑911耦接于信號輸入埠901和信號輸出埠903之間，且第二路徑912也耦接于信號輸入埠901和信號輸出埠903之間，換句話說，正信號路線p1+和正信號路線p2+被并聯(lián)連接，以及負(fù)信號路線p1-和負(fù)信號路線p2-也是并聯(lián)連接。

在本實施例中，信號輸入埠901會接收到差動信號s_de，且阻抗匹配單元904和轉(zhuǎn)導(dǎo)級906分別對差動信號s_de進(jìn)行處理。具體而言，阻抗匹配單元904用來提供輸入阻抗匹配。此外，阻抗匹配單元904是一個雙向元件，舉例來說，阻抗匹配單元904可以使用電阻值為rx的一第一電阻和一第二電阻來實現(xiàn)。轉(zhuǎn)導(dǎo)級906被設(shè)置在第二路徑912中，其能夠?qū)㈦娐匪苌脑肼曇龑?dǎo)至信號輸出埠903，以在信號輸出埠903之處將噪聲消除

第一被動混頻器907用來混合阻抗匹配單元904的輸出的一正信號s1+與一負(fù)信號s1-與一本地振蕩器輸出，其中該本地振蕩器輸出包含有彼此具有180度相位差的一第一本地振蕩器信號lo+和一第二本地振蕩器信號lo-。第二被動混頻器908用來混合轉(zhuǎn)導(dǎo)級906的輸出的一正信號s2+與一負(fù)信號s2-與該本地振蕩器輸出。請參照圖10，圖10為依據(jù)本發(fā)明的第一被動混頻器907和第二被動混頻器908的一示范性實施例的電路圖。如圖10所示，被動混頻器907/908包含有多個電阻器r1、r2、r3、r4、多個電容器c1、c2、c3、c4以及多個晶體管m1、m2、m3、m4。此外，vblo提供晶體管m1、m2、m3、m4一偏壓。被動混頻器907/908的一第一輸出節(jié)點n11/n21耦接至晶體管m1及晶體管m3，且被動混頻器907/908的一第二輸出節(jié)點n12/n22耦接至晶體管m2以及晶體管m4，如此一來，第一被動混頻器907的一第一輸出節(jié)點n11和一第二輸出節(jié)點n12會根據(jù)從一輸入節(jié)點n13+所接收的正信號s1+以及從一輸入節(jié)點n13-所接收的負(fù)信號s1-，來產(chǎn)生一第一差動混頻器輸出s1'的一正信號ifp_1和一負(fù)信號ifn_1；同樣地，第二被動混頻器908的一第一輸出節(jié)點n21和一第二輸出節(jié)點n22會根據(jù)從一輸入節(jié)點n23-所接收的正信號s2+以及從一輸入節(jié)點n23+所接收的負(fù)信號s2-，來產(chǎn)生一第二差動混頻器輸出s2'的一正信號ifp_2和一負(fù)信號ifn_2。在本發(fā)明的較佳示范性實施例中，一額外的電容(圖中未顯示)可耦接于第一輸出節(jié)點n11/n21和第二輸出節(jié)點n12/n22之間，當(dāng)該額外的電容的電容值增加時，有效的品質(zhì)因數(shù)(qualityfactor,q)也會增加，意味著更好的輸出噪聲阻絕。

應(yīng)注意的是，第一被動混頻器907和阻抗匹配單元904均是雙向元件，因此，當(dāng)上述的噪聲消除條件(例如，gm×rs＝gm×(rx+rin)＝1)被滿足時，內(nèi)部電路元件(例如，阻抗匹配單元904、第一被動混頻器907以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22)的電路衍生噪聲可以經(jīng)由第二路徑912來傳送而到達(dá)信號輸出埠903，然后再結(jié)合最初存在于信號輸出埠903的電路衍生噪聲來進(jìn)行噪聲消除。本領(lǐng)域技術(shù)人員在閱讀過上述關(guān)于圖2所示的信號處理電路200的說明后，應(yīng)可輕易地理解信號處理電路900的操作，因此為求簡潔起見，在此省略進(jìn)一步的描述。

同樣地，信號處理電路500、600、800中的每一個都可以被修改來處理一差動輸入。圖11為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诙嵤├氖疽鈭D。圖12為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返囊坏谌龑嵤├氖疽鈭D。圖13為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谒膶嵤├氖疽鈭D。信號處理電路900和信號處理電路1100之間的主要差別是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106具有正轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm，而第一被動混頻器907的第一輸出節(jié)點n11被耦接至第二被動混頻器908的第一輸出節(jié)點n21，且第一被動混頻器907的第二輸出節(jié)點n12被耦接至第二被動混頻器908的第二輸出節(jié)點n22。信號處理電路900和信號處理電路1200之間的主要差別是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級1206包含有一轉(zhuǎn)導(dǎo)單元1212和一信號調(diào)整器1214，其中的轉(zhuǎn)導(dǎo)單元1212有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值-gm'，且信號調(diào)整器1214可以使用電容來實現(xiàn)，并具有一無噪聲的比例因子β施加于前方轉(zhuǎn)導(dǎo)單元1212的一差動輸出。信號處理電路1100和信號處理電路1300之間的主要差別是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級1306包含有一轉(zhuǎn)導(dǎo)單元1312和上述的信號調(diào)整器1214，其中轉(zhuǎn)導(dǎo)單元1312具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值gm'。本領(lǐng)域技術(shù)人員在閱讀過上述說明后，應(yīng)可輕易地理解信號處理電路1100～1300的操作，因此為求簡潔起見，在此省略進(jìn)一步的描述。

應(yīng)注意的是，上述信號處理電路僅為說明目的，并不意味著是本發(fā)明的限制，也就是說，只要滿足噪聲消除的條件，對上述信號處理電路所作的修改都是可行的。因此，本發(fā)明再提出以下幾個其他的電路設(shè)計。

圖14為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谖鍖嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1400包含有上述阻抗匹配單元904和設(shè)置在不同路徑的轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206。在本實施例中，信號輸出埠903被耦接到一被動混頻器(例如，上述的第一被動混頻器907)，并提供一輸出信號(例如，一噪聲消除的電流輸出)至該被動混頻器，以進(jìn)行降頻處理(down-conversion)。如圖14所示，該被動混頻器的差動混頻器輸出會由差動轉(zhuǎn)阻放大器22來進(jìn)行處理，且差動轉(zhuǎn)阻放大器22會產(chǎn)生對應(yīng)信號輸入埠901所接收到的一差動信號的電壓輸出v_out。信號輸入埠901所接收到的該差動信號包含有一正信號s_de+和一負(fù)信號s_de-，且分別由阻抗匹配單元904和轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206進(jìn)行處理。阻抗匹配單元904具有一第一輸出節(jié)點n1(其會響應(yīng)正信號s_de+)以及一第二輸出節(jié)點n2(其會響應(yīng)負(fù)信號s_de-)。轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206具有一第三輸出節(jié)點n3(其會響應(yīng)正信號s_de+)以及一第四輸出節(jié)點n4(其會響應(yīng)負(fù)信號s_de-)。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206具有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值，特別是，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級906時，gm＝|-gm|，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1206時，gm＝β×|-gm’|。為了使得信號輸出埠903之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵?，阻抗匹配單?04和轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206的輸出節(jié)點的連接應(yīng)當(dāng)被適當(dāng)?shù)卦O(shè)定，因此，第一輸出節(jié)點n1被耦接到第四輸出節(jié)點n4，且第二輸出節(jié)點n2被耦接到第三輸出節(jié)點n3。

圖15為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诹鶎嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1500包含有上述阻抗匹配單元904和設(shè)置在不同路徑的轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306。對于轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306來說，其具有一第三輸出節(jié)點n3’(其會響應(yīng)正信號s_de+)以及一第四輸出節(jié)點n4’(其會響應(yīng)負(fù)信號s_de-)。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值，特別是，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106時，gm＝gm，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1306時，gm＝β×gm’。為了使信號輸出埠903之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵杩蛊ヅ鋯卧?04和轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306的輸出節(jié)點的連接應(yīng)當(dāng)被適當(dāng)?shù)卦O(shè)定，因此，第一輸出節(jié)點n1被耦接到第三輸出節(jié)點n3’，且第二輸出節(jié)點n2被耦接到第四輸出節(jié)點n4’。

圖16為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返囊坏谖鍖嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1600包含有上述的阻抗匹配單元204、轉(zhuǎn)導(dǎo)級206/606、第一被動混頻器207、第二被動混頻器208以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22，并且另包含有一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602。在本實施例中，使用了若干具有電阻值rm的電阻來實現(xiàn)電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602。差動轉(zhuǎn)阻放大器22被設(shè)置在第一路徑211，用來產(chǎn)生對應(yīng)第一差動混頻器輸出s1'的正信號(例如圖3所示的ifp_1)的一第一電壓輸出v+，以及產(chǎn)生對應(yīng)第一差動混頻器輸出s1'的負(fù)信號(例如圖3所示的ifn_1)的一第二電壓輸出v-。電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602也設(shè)置在第一路徑211，用來將第一電壓輸出v+轉(zhuǎn)換為一第一電流輸出i+，以及將第二電壓輸出v-轉(zhuǎn)換為一第二電流輸出i-。接著，電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602的輸出和第二差動混頻器輸出s2'相結(jié)合。如圖16所示，信號輸出埠203被耦接到一濾波器(例如一低通濾波器)16，且濾波器16依據(jù)信號處理電路1600的一噪聲消除的電流輸出來產(chǎn)生一電壓輸出v_out。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206/606具有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值，具體來說，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級206時，gm＝|-gm|，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級606時，gm＝β×|-gm’|。此外，轉(zhuǎn)阻放大器22具有一負(fù)增益，為了使信號輸出埠203之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵?，電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602和第二被動混頻器208的輸出節(jié)點的連接應(yīng)當(dāng)被適當(dāng)?shù)卦O(shè)定，如圖16所示，第一被動混頻器207的第一輸出節(jié)點n11通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器208的第一輸出節(jié)點n21，以及第一被動混頻器207的第二輸出節(jié)點n12通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器208的第二輸出節(jié)點n22。應(yīng)注意的是，第一被動混頻器207為一雙向元件，然而，差動轉(zhuǎn)阻放大器22并非是雙向元件，并且只允許單一方向的信號傳輸，因此，信號處理電路1600可以消除差動轉(zhuǎn)阻放大器22的電路衍生噪聲，然而信號處理電路1600并無法消除濾波器16的電路衍生噪聲。

圖17為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诹鶎嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1700包含有上述的阻抗匹配單元204、轉(zhuǎn)導(dǎo)級506/806、第一被動混頻器207、第二被動混頻器208以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22，并且另包含有一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級506/806具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值，具體而言，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級506時，gm＝gm，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級806時，gm＝β×gm’。此外，正如上面提到的，轉(zhuǎn)阻放大器22具有一負(fù)增益，為了使信號輸出埠203之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵谝槐粍踊祛l器207的第一輸出節(jié)點n11通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22以及電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器208的第二輸出節(jié)點n22，以及第一被動混頻器207的第二輸出節(jié)點n12通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器208的第一輸出節(jié)點n21。

圖18為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谄邔嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1800包含有上述的阻抗匹配單元904、轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206、第一被動混頻器907、第二被動混頻器908以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22，并且另包含有一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602。在本實施例中，差動轉(zhuǎn)阻放大器22被設(shè)置在第一路徑911，用來產(chǎn)生對應(yīng)第一差動混頻器輸出s1'的正信號(例如圖10所示的ifp_1)的一第一電壓輸出v+，以及產(chǎn)生對應(yīng)第一差動混頻器輸出s1'的負(fù)信號(例如圖10所示的ifn_1)的一第二電壓輸出v-。電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602也設(shè)置在第一路徑911，用來將第一電壓輸出v+轉(zhuǎn)換為一第一電流輸出i+，以及將第二電壓輸出v-轉(zhuǎn)換為一第二電流輸出i-。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級906/1206具有一負(fù)轉(zhuǎn)導(dǎo)值，具體來說，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級906時，gm＝|-gm|，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1206時，gm＝β×|-gm’|。此外，正如上面提到的，轉(zhuǎn)阻放大器22具有一負(fù)增益，為了使信號輸出埠903之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵?，第一被動混頻器907的第一輸出節(jié)點n11通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器908的第一輸出節(jié)點n21，以及第一被動混頻器907的第二輸出節(jié)點n12通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器908的第二輸出節(jié)點n22。由于第一被動混頻器907為一雙向元件，然而，差動轉(zhuǎn)阻放大器22并非是雙向元件，并且只允許單一方向的信號傳輸，因此，信號處理電路1800可以消除差動轉(zhuǎn)阻放大器22的電路衍生噪聲，而信號處理電路1800則無法消除濾波器16的電路衍生噪聲。

圖19為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诎藢嵤├氖疽鈭D。信號處理電路1900包含有上述的阻抗匹配單元904、轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306、第一被動混頻器907、第二被動混頻器908以及差動轉(zhuǎn)阻放大器22，并且另包含有一電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602。應(yīng)注意的是，轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106/1306具有一正轉(zhuǎn)導(dǎo)值，具體而言，當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1106時，gm＝gm，而當(dāng)使用轉(zhuǎn)導(dǎo)級1306時，gm＝β×gm’。此外，正如上面提到的，轉(zhuǎn)阻放大器22具有一負(fù)增益，為了使信號輸出埠903之處的電路衍生噪聲被適當(dāng)?shù)叵?，第一被動混頻器907的第一輸出節(jié)點n11通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22以及電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器908的第二輸出節(jié)點n22，以及第一被動混頻器907的第二輸出節(jié)點n12通過差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602被耦接到第二被動混頻器908的第一輸出節(jié)點n21。

在上述圖16～圖19中所示的范例中，差動轉(zhuǎn)阻放大器22和電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602都設(shè)置在第一路徑211/911中，然而，這并非本發(fā)明的限制。請參閱圖20～圖23，其中圖20為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谄邔嵤├氖疽鈭D，圖21為依據(jù)本發(fā)明單端拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诎藢嵤├氖疽鈭D，圖22為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡诰艑嵤├氖疽鈭D，以及圖23為依據(jù)本發(fā)明差動拓?fù)湫盘柼幚黼娐返牡谑畬嵤├氖疽鈭D。對于信號處理電路2000、2100、2200、2300中的每一個，差動轉(zhuǎn)阻放大器22以及電壓至電流轉(zhuǎn)換單元1602都被設(shè)置在第二路徑212/912中。由于第一被動混頻器207/907和阻抗匹配單元204/904都是雙向元件，因此信號處理電路2000/2100/2200/2300可以消除濾波器16中的電路衍生噪聲，然而，由于設(shè)置在第二路徑212/912的轉(zhuǎn)導(dǎo)級并非是雙向元件，故信號處理電路2000/2100/2200/2300并無法消除差動轉(zhuǎn)阻放大器22中的電路衍生噪聲。

正如上面提到的，本發(fā)明所提出的信號處理電路為一無線接收器的一前端的一部分，舉例來說(但本發(fā)明并不以此為限)，無線接收器可以是一正交接收器(quadraturereceiver)。請參照圖24，圖24為依據(jù)本發(fā)明的以正交接收器實現(xiàn)的信號處理電路的一實施例的示意圖。信號處理電路2400是基于圖2所示的信號處理電路200，且另包含有一第三被動混頻器2407和一第四被動混頻器2408。包含有第一本地振蕩器信號lo+和第二本地振蕩器信號lo-的本地振蕩器輸出是用于對一射頻輸入進(jìn)行降頻處理，以從該射頻輸入提取一同相(i)分量。包含有一第三本地振蕩器信號lo’+和一第四本地振蕩器信號lo'-的另一本地振蕩器輸出則是用于對該射頻輸入進(jìn)行降頻處理，以從該射頻輸入提取一正交(q)分量。應(yīng)注意的是，第一本地振蕩器信號lo+和第三本地振蕩器信號lo’+之間有一90度相位差，且第二本地振蕩器信號lo-和第四本地振蕩器信號lo'-之間有一90度相位差。在本發(fā)明的較佳示范性實施例中，第一本地振蕩器信號lo+、第三本地振蕩器信號lo’+、第二本地振蕩器信號lo-以及第四本地振蕩器信號lo'-彼此是非重疊時脈(non-overlappingclock)，舉例來說，第一本地振蕩器信號lo+、第三本地振蕩器信號lo’+、第二本地振蕩器信號lo-和第四本地振蕩器信號lo'-都有不大于25％的一工作周期(dutycycle)，從而提高了該正交接收器的噪聲抑制性能。應(yīng)注意的是，實現(xiàn)在其他信號處理電路(例如200、500、600、800、900、1100、1200、1300、1400、1500、1600、1700、1800、1900、2000、2100、2200及/或2300)中的被動混頻器也可由工作周期不大于25％的非重疊本地振蕩器信號lo+和lo-來驅(qū)動，以改善噪聲抑制的性能。

如圖24所示，阻抗匹配單元204的輸出s1和轉(zhuǎn)導(dǎo)級206的輸出s2另分別被傳送到第三被動混頻器2407和第四被動混頻器2408。在q路徑中亦可以采用實施于i路徑的噪聲消除概念。因此，當(dāng)滿足所需的噪聲消除條件時，差動轉(zhuǎn)阻放大器24以及第三被動混頻器2407的電路衍生噪聲可以在q路徑被消除掉。除了如圖2所示的信號處理電路200以外，第5、6、8、9以及11～13圖中的信號處理電路亦可使用一正交接收器來實現(xiàn)，由于本領(lǐng)域技術(shù)人員在閱讀過上述的說明后，應(yīng)可輕易地理解以正交接收器實現(xiàn)的信號處理電路的操作，因此為求簡潔起見，在此省略進(jìn)一步的描述。

使用所提出的信號處理電路的該前端可在不同增益模式/設(shè)定之下具有不同的硬件配置。以圖24所示的前端作為一個例子，在天線20所接收的信號有一小信號位準(zhǔn)的情況下，該前端將在一高增益(high–gain,hg)模式下操作，因此，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206、第二被動混頻器208以及第四被動混頻器2408會被使能(enable)，當(dāng)輸入阻抗匹配于150ω且回授電阻rf的電阻值等于5.8kω，在高增益模式下的電壓增益等于

在另一種情況下，也就是在天線20所接收的信號有一中等信號位準(zhǔn)的情況下，該前端將在一中等增益(medium–gain,mg)模式下操作，在一示范性的設(shè)計中，由于天線20所接收的信號足夠大，表示欲保留的信號分量大于欲消除的電路衍生噪聲分量，因此可以省略噪聲消除也不會降低信號的接收效果，所以在該中等增益模式下，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206、第二被動混頻器208以及第四被動混頻器2408均被停用，導(dǎo)致一降低的電壓增益等于在另一示范性設(shè)計中，在該中等增益模式下，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206、第二被動混頻器208以及第四被動混頻器2408仍然被使能，然而，需要使用可調(diào)元件(例如可變電阻)來實現(xiàn)阻抗匹配單元204及/或回授電阻rf，因此，可適當(dāng)?shù)卣{(diào)整阻抗匹配單元204及/或回授電阻rf的電阻值，以使得該前端具有所要的中等電壓增益。

在另一種情況下，也就是在天線20所接收的信號有一大信號位準(zhǔn)的情況下，該前端將在一低增益(low–gain,lg)模式下操作。在一示范性的設(shè)計中，由于天線20所接收的信號相當(dāng)大，表示欲保留的信號分量遠(yuǎn)大于欲消除的電路衍生噪聲分量，因此可以省略噪聲消除也不會降低信號的接收效果，所以，在該低增益模式下停用轉(zhuǎn)導(dǎo)級206、第二被動混頻器208以及第四被動混頻器2408，此外，需要使用可調(diào)元件(例如可變電阻)來實現(xiàn)回授電阻rf，因此，回授電阻rf的電阻值被降低為1.4kω，導(dǎo)致一降低的電壓增益等于在另一示范性設(shè)計中，在該低增益模式下，轉(zhuǎn)導(dǎo)級206、第二被動混頻器208以及第四被動混頻器2408仍然被使能，然而，需要使用可調(diào)元件(例如可變電阻)來實現(xiàn)阻抗匹配單元204及/或回授電阻rf，因此，可適當(dāng)?shù)卣{(diào)整阻抗匹配單元204及/或回授電阻rf的電阻值，以使得該前端具有所要的低電壓增益。

圖25為依據(jù)本發(fā)明圖2所示的信號處理電路200的另一設(shè)計的一實施例的示意圖。信號處理電路2500和信號處理電路200之間的主要區(qū)別為，第一濾波區(qū)塊2502被設(shè)置在信號處理電路2500的第一路徑211(即主要路徑)中，以及第二濾波區(qū)塊2504被設(shè)置在信號處理電路2500的第二路徑212(即輔助路徑)中。舉例來說，第一濾波區(qū)塊2502是用來處理從前方第一被動混頻器207所產(chǎn)生的第一差動混頻器的輸出s1'，而第二過濾區(qū)塊2504是用于處理前方第二被動混頻器208所產(chǎn)生的第二差動混頻器的輸出s2'，其中第一濾波區(qū)塊2502和第二濾波區(qū)塊2504使用一電容c以及多個電阻r來實現(xiàn)，如圖25所示。增加第一濾波區(qū)塊2502和第二濾波區(qū)塊2504的目的在于增強頻外(out-of-band,oob)阻絕，且也有利于噪聲消除。應(yīng)注意的是，圖25所示的在主要路徑和輔助路徑都設(shè)置濾波區(qū)塊的概念也可應(yīng)用在其他信號處理電路中(例如500、600、800、900、1100、1200、1300、1400、1500、1600、1700、1800、1900、2000、2100、2200、2300及/或2400)，進(jìn)而提供具有更佳噪聲抑制性能的改進(jìn)的信號處理電路。

綜合以上所述，本發(fā)明提出了一種電路架構(gòu)，其中采用一電流可調(diào)(current-scalable)的噪聲消除操作以消除一射頻電路和一模擬基頻電路的電路衍生噪聲。由于可以使用所提出的電路結(jié)構(gòu)來消除閃爍噪聲/熱噪聲，直接轉(zhuǎn)換接收器(direct-conversionreceiver,dcr)對大多數(shù)通信系統(tǒng)(從窄頻到寬頻系統(tǒng))來說，即使在先進(jìn)的半導(dǎo)體制程(例如20納米或28納米)中，依然會是一種非常有效的架構(gòu)。舉例來說，所提出的電路結(jié)構(gòu)可以應(yīng)用在一ism(工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)學(xué))頻帶接收器，例如具有不同的信號頻寬的無線保真(wirelessfidelity,wifi)和藍(lán)牙(bluetooth,bt)。此外，在轉(zhuǎn)導(dǎo)級中使用信號調(diào)整器可以打破噪聲抑制性能和電流消耗之間的折衷關(guān)系。

本發(fā)明雖以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，任何本領(lǐng)域的技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可做些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護范圍當(dāng)視權(quán)利要求所界定者為準(zhǔn)。