本實用新型屬于集成電路下電流比較器技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù):
在光纖通信集成電路的接收端,需要將光信號通過光電二極管轉(zhuǎn)換為電流信號,再通過跨阻放大器將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號。跨阻放大器性能要求是高帶寬,低噪聲,中等增益和較快的響應(yīng)速度,其輸出信號夾雜著噪聲將一并傳遞給高增益的限幅放大器。為了使得限幅放大器放大符合電平標準的電信號,在限幅放大器中增加對輸入信號噪聲的判決電路,該判決電路中將包含電流比較器,精確地判別輸入的是噪聲還是符合電平標準的電信號,實現(xiàn)對限幅放大器主通路的關(guān)閉和開啟控制。
圖1給出了傳統(tǒng)的電流比較器的電路結(jié)構(gòu)。圖1中,電流比較器由PMOS晶體管MP1、NMOS晶體管MN1、NMOS晶體管MN3構(gòu)成三個電流鏡;PMOS晶體管MP2、NMOS晶體管MN2、NMOS晶體管MN4和電阻R0構(gòu)成兩對共源極放大器;和三對反相器組合成電流比較器。
電流比較器的原理和結(jié)構(gòu):電流源I0向電路輸入電流I0(=閾值電流IH),電流源Ipeak_current向電路輸入由數(shù)據(jù)電平轉(zhuǎn)換成的尖峰電流Ipeak,兩者進行比較。閾值電流IH和尖峰電流Ipeak分別被NMOS晶體管MN1和PMOS晶體管MP1鏡像到NMOS晶體管MN2和PMOS晶體管MP2的漏極。當Ipeak>IH時,多余的電流流入NMOS晶體管MN3的漏極并鏡像到NMOS晶體管MN4的漏極,NMOS晶體管MN4的漏源電壓VMN4,DS可以表示為:
VMN4,DS=VDD-R0(Ipeak-IH) (1)
其中R0為電阻R0的阻值,VDD為直流工作電源。
則NMOS晶體管MN4的漏極在輸入尖峰電流Ipeak大于閾值電流IH情況下為低電平,通過三對反相器整型輸出電壓Vout為高電平。
當Ipeak<IH時,將沒有電流流過NMOS晶體管MN3的漏極,NMOS晶體管MN4的漏極不存在電流,通過公式(1)分析,尖峰電流Ipeak小于閾值電流IH的情況下,NMOS晶體管MN4的漏極電壓VMN4,DS為高電平,通過三對反相器輸出電壓Vout低電平。
實際應(yīng)用中,電流比較器在對輸入電流進行比較時采用統(tǒng)一的閾值電流,并且電流比較器的響應(yīng)速度過快,那么它對尖峰電流夾帶的噪聲敏感,將會使得輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn),影響最終的判決結(jié)果。
技術(shù)實現(xiàn)要素:
本實用新型目的是為了解決傳統(tǒng)電流比較器采用統(tǒng)一的閾值電流,且因響應(yīng)速度過快,進而對尖峰電流夾帶的噪聲敏感,導(dǎo)致輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn),影響最終的判決結(jié)果的問題,提供了一種帶遲滯功能的電流比較器。
本實用新型所述帶遲滯功能的電流比較器包括閾值電流控制單元、反相器INV0、反相器INV1、NMOS晶體管MN1~MN5、NMOS晶體管MN9~MN10、PMOS晶體管MP3和電流源Ipeak_current;
閾值電流控制單元的一號偏置電壓信號輸出端連接PMOS晶體管MP3的柵極;閾值電流控制單元的二號偏置電壓信號輸出端同時連接NMOS晶體管MN9的柵極和NMOS晶體管MN10的柵極;
PMOS晶體管MP3的源極連接直流電源VDD;PMOS晶體管MP3的漏極同時連接NMOS晶體管MN1的漏極及柵極、NMOS晶體管MN2的柵極和NMOS晶體管MN3的柵極;NMOS晶體管MN1的源極、NMOS晶體管MN2的源極和NMOS晶體管MN3的源極共同連接GND;
電流源Ipeak_current的負端同時連接NMOS晶體管MN2的漏極、NMOS晶體管MN4的漏極、NMOS晶體管MN10的漏極、NMOS晶體管MN5的柵極和反相器INV0的輸入端;
NMOS晶體管MN4的源極同時連接NMOS晶體管MN3的漏極和NMOS晶體管MN9的漏極;NMOS晶體管MN9的源極、NMOS晶體管MN10的源極、NMOS晶體管MN5的源極及漏極共同連接GND;
NMOS晶體管MN4的柵極同時連接反相器INV0的輸出端和反相器INV1的輸入端,反相器INV1的輸出端連接電流比較器的輸出端Vout。
優(yōu)選地,閾值電流控制單元包括電流源I0、電流源I1、NMOS晶體管MN6~MN8、NMOS晶體管MN11、PMOS晶體管MP1~MP2、基準電阻R0、芯片外部引入電阻Rset和電壓比較器A0;
電流源I0的負端同時連接電壓比較器A0的反相輸入端和芯片外部引入電阻Rset的一端,芯片外部引入電阻Rset的另一端連接GND;電壓比較器A0的同相輸入端同時連接基準電阻R0的一端和NMOS晶體管MN11的源極,基準電阻R0的另一端連接GND;電壓比較器A0的輸出端連接NMOS晶體管MN11的柵極,NMOS晶體管MN11的漏極同時連接PMOS晶體管MP1的漏極及柵極、PMOS晶體管MP2的柵極和閾值電流控制單元的一號偏置電壓信號輸出端;PMOS晶體管MP1的源極和PMOS晶體管MP2的源極同時連接直流電源VDD;
電流源I1的負端同時連接NMOS晶體管MN6的漏極及柵極和NMOS晶體管MN7的柵極;NMOS晶體管MN6的源極、NMOS晶體管MN7的源極和NMOS晶體管MN8的源極共同連接GND;NMOS晶體管MN7的漏極同時連接PMOS晶體管MP2的漏極、NMOS晶體管MN8的漏極及柵極和閾值電流控制單元的二號偏置電壓信號輸出端。
本實用新型的有益效果是:提出帶有遲滯功能的電流比較器具有不同的閾值電流,能夠減小對尖峰電流夾雜噪聲的敏感程度,能穩(wěn)定的輸出電平,不輕易翻轉(zhuǎn)。這些結(jié)論已經(jīng)通過仿真得到驗證。圖2給出了傳統(tǒng)電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線,曲線OUT為輸出電平。圖2給出兩組兩個周期內(nèi)仿真結(jié)果,M14~M17是四個高低電平跳變點,可以看出傳統(tǒng)電流比較器的尖峰電流上升到19.137uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平,尖峰電流下降到18.975uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平,兩尖峰電流差值為0.162uA。圖4給出了帶遲滯功能的電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線,曲線OUT為輸出電平。圖4給出兩組兩個周期內(nèi)仿真結(jié)果,M28~M31是四個高低電平跳變點,可以看出帶遲滯功能的電流比較器的尖峰電流上升到8.427uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平,尖峰電流下降到3.467uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平,兩尖峰電流差值為4.96uA。兩圖數(shù)據(jù)對比得出結(jié)論,當尖峰電流夾雜噪聲時,傳統(tǒng)電流比較器將會較快的翻轉(zhuǎn)電平,而帶遲滯功能的電流比較器會較慢的對尖峰電流的變化做出響應(yīng)。
附圖說明
圖1是傳統(tǒng)電流比較器的電路原理圖;
圖2是傳統(tǒng)電流比較器的瞬態(tài)仿真圖;
圖3是本實用新型所述帶遲滯功能的電流比較器的電路原理圖;
圖4是本實用新型所述帶遲滯功能的電流比較器的瞬態(tài)仿真圖。
具體實施方式
具體實施方式一:下面結(jié)合圖2至圖4說明所述帶遲滯功能的電流比較器的工作原理。
在闡述傳統(tǒng)電流比較器電路中,由于電流比較器在對尖峰電流Ipeak和閾值電流IH進行比較時采用統(tǒng)一的閾值電流,因此電流比較器對尖峰電流Ipeak夾帶的噪聲敏感,將會使得輸出電平出現(xiàn)不必要的翻轉(zhuǎn)。圖3提出的是本實施方式所述帶遲滯功能的電流比較器,解決了常用的電流比較器采用統(tǒng)一閾值電流所帶來的對尖峰電流夾帶噪聲敏感,出現(xiàn)不必要電平翻轉(zhuǎn)的情況。
圖3所示比較器中的閾值電流不是一個定值,其大小在閾值電流控制單元1的控制下根據(jù)不同情況選擇切換為不同值,閾值電流控制單元1給MP3的柵極提供偏置電壓,一號偏置電壓信號即為MP1的柵電壓,二號偏置電壓信號即為MN8的柵電壓,MP3產(chǎn)生隨Rset和R0阻值變化而變化但一直存在的電流IMP3,并被鏡像到NMOS晶體管MN2支路,用于參與產(chǎn)生閾值電流;閾值電流控制單元1給MN9和MN10的柵極提供偏置電壓,令MN9、MN10支路產(chǎn)生電流IMN9、IMN10,用于參與產(chǎn)生閾值電流。
遲滯電流比較器設(shè)置了芯片外部引入電阻Rset,來參與調(diào)控電流比較器閾值電流IH大小?;鶞孰娮鑂0被芯片設(shè)計者集成在芯片內(nèi)部,其阻值R0由設(shè)計人員根據(jù)希望得到的閾值電流來設(shè)計。芯片外部引入電阻Rset是使用芯片的工作人員來選擇設(shè)置其阻值大小,Rset引入的目的是為了芯片使用人員能根據(jù)需要選擇閾值電流的方案(后續(xù)會介紹方案的詳細內(nèi)容),Rset和R0都是用來設(shè)置閾值電流大小,控制電平翻轉(zhuǎn)點。
PMOS晶體管MP1、MP2、MP3的支路電流可以表示為:
式中:Rset為芯片外部引入電阻Rset的阻值,R0為基準電阻R0的阻值。
并且電流源I0產(chǎn)生的電流I0、I1產(chǎn)生的電流I1相等亦等于NMOS晶體管MN7支路電流。當芯片使用人員將外部引入電阻選擇為Rset>R0狀況時,PMOS晶體管MP2支路電流大于NMOS晶體管MN7支路電流,使得NMOS晶體管MN9、MN10有電流流過;當芯片使用人員將外部引入電阻選擇為Rset<R0狀況時,PMOS晶體管MP2支路電流小于NMOS晶體管MN7支路電流使得NMOS晶體管MN9、MN10無電流流過。下面分別介紹這兩種選擇的工作原理,介紹閾值電流的切換方案,及電流比較器延時輸出的工作過程:
第一種情況:芯片使用人員選擇Rset<R0,尖峰電流Ipeak大于NMOS晶體管MN2、MN4支路電流之和(二者之和IMN2+IMN4作為閾值電流IH),多余電流將對NMOS晶體管MN5的MOS電容的柵極充電,此處MOS電容指將MOSFET柵極作為上極板、源極漏極襯底作為下極板而形成的電容,其電荷不斷積累(延時過程),直至柵電壓升為高電平。反相器INV0的輸入為高電位的柵電壓,則INV0輸出為低電平并控制NMOS晶體管MN4關(guān)斷,支路電流為零。將閾值電流由原來的MN2、MN4支路電流之和改變?yōu)镸N2支路電流,閾值電流IH下降。同時INV1輸出Vout=1。綜上,當Ipeak>IH時,電流比較器延時輸出高電平,且閾值電流IH切換為IH=IMN2。
當尖峰電流Ipeak小于MN2支路電流(切換后的閾值電流IH=IMN2),MN2支路缺少的電流將從MOS電容MN5抽取,MN5的柵電位下降。反相器INV0的輸入為低電位的柵電壓,INV0輸出為高電平并控制NMOS晶體管MN4開啟,MN4支路有電流。將閾值電流由MN2支路電流值改變?yōu)镸N2、MN4支路電流之和(IH=IMN2+IMN4),閾值電流IH上升,同時INV1輸出Vout=0。綜上,當Ipeak<IH時,電流比較器延時輸出低電平,且閾值電流IH切換為IH=IMN2+IMN4。
第二種情況:芯片使用人員選擇Rset>R0,尖峰電流Ipeak大于NMOS晶體管MN2、MN4支路電流與NMOS晶體管MN10流過電流之和(三者之和作為閾值電流IH,即IH=IMN2+IMN4+IMN10),多余電流將對NMOS晶體管MN5的MOS電容的柵端充電,其電荷不斷積累,延時一段時間后柵電壓升為高電平。反相器INV0的輸入為高電位的柵電壓,INV0輸出為低電平并控制NMOS晶體管MN4關(guān)斷,MN4支路電流為零。將閾值電流由MN2、MN4支路電流與NMOS晶體管MN10流過電流之和,改變?yōu)镸N2與NMOS晶體管MN10流過電流之和,閾值電流IH下降。綜上,當Ipeak>IH時,電流比較器延時輸出高電平,且閾值電流IH切換為IH=IMN2+IMN10。
當尖峰電流Ipeak小于MN2支路電流與NMOS晶體管MN10流過電流之和(切換后的閾值電流),MN2支路和MN10支路缺少的電流將從MOS電容MN5抽取,MN5的柵電位下降。反相器INV0的輸入為低電位的柵電壓,INV0輸出為高電平并控制NMOS晶體管MN4開啟,MN4支路有電流。將閾值電流由MN2支路電流與MN10流過電流之和,改變?yōu)镸N2、MN4支路電流與MN10流過電流之和,閾值電流IH上升。綜上,當Ipeak<IH時,電流比較器延時輸出低電平,且閾值電流IH切換為IH=IMN2+IMN4+IMN10。
帶遲滯功能的電流比較器,當輸出為低電平或者高電平時,自動切換另一個值作為下一次尖峰電流比較對象的閾值電流,避免了尖峰電流夾帶的噪聲對輸出電平的影響。
圖2給出了傳統(tǒng)電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線,曲線OUT為輸出電平。從圖2可以看出傳統(tǒng)電流比較器的尖峰電流上升到19.137uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平,尖峰電流下降到18.975uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平,兩尖峰電流差值為0.162uA。圖4給出了帶遲滯功能的電流比較器瞬態(tài)仿真結(jié)果。圖中曲線peak_current為尖峰電流曲線,曲線OUT為輸出電平。從圖4可以看出帶遲滯功能的電流比較器的尖峰電流上升到8.427uA輸出電平由低電平翻轉(zhuǎn)為高電平,尖峰電流下降到3.467uA輸出電平由高電平翻轉(zhuǎn)為低電平,兩尖峰電流差值為4.96uA。兩圖數(shù)據(jù)對比得出結(jié)論,當尖峰電流夾雜噪聲時,傳統(tǒng)電流比較器將會較快的翻轉(zhuǎn)電平,而帶遲滯功能的電流比較器會較慢的對尖峰電流變化做出響應(yīng)。