本發(fā)明的實(shí)施例涉及電子電路，更具體而言，涉及減少模擬PLL中的VCO推進(jìn)。

背景技術(shù)：

壓控振蕩器(VCO)提供電壓依賴頻率的信號，并且可以在射頻(RF)和音頻應(yīng)用中使用。在一個應(yīng)用中，VCO可用于鎖相環(huán)(PLL)，用于將調(diào)諧電壓轉(zhuǎn)換為鎖定頻率。在PLL中，VCO轉(zhuǎn)換相位檢測器的誤差電壓，并鎖定輸出頻率。頻率調(diào)制的信號可以由使用來自VCO的調(diào)諧電壓的PLL進(jìn)行解調(diào)。

在另一應(yīng)用中，VCO可以用作電壓至頻率轉(zhuǎn)換器。在這種情況下，具有調(diào)諧電壓和頻率之間的可預(yù)見高度線性關(guān)系的VCO用于提供頻率的輸出電壓，作為輸入調(diào)諧電壓的函數(shù)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

在一個方面，一種裝置包括VCO和過濾器。VCO具有被配置成接收電源電壓的供給節(jié)點(diǎn)，配置成接收調(diào)諧電壓的調(diào)諧端口，以及被配置為提供具有VCO輸出頻率的輸出信號的輸出端口。該過濾器具有電連接到調(diào)諧端口的輸出端口。該過濾器被配置為提供具有過濾器供給注入分量的調(diào)諧電壓，使得所述過濾器供應(yīng)注入分量響應(yīng)于電源電壓的變化而補(bǔ)償VCO輸出頻率的變化。

VCO和過濾器可以是集成階段鎖相環(huán)的一部分。

VCO可以進(jìn)一步包括電連接在所述輸出端口和所述調(diào)諧端口之間的電壓控制電路元件，使得所述輸出端口和所述調(diào)諧端口之間的元件電壓控制所述壓控振蕩器的輸出頻率。該壓控電路元件可以是變?nèi)荻O管。

該輸出信號可具有VCO的共模電源噪聲分量。此外，過濾器供給注入分量可以相稱于VCO共模電源噪聲分量，使得元件的電壓變化被降低。

過濾器可以進(jìn)一步包括第一阻抗和第二阻抗。第一阻抗和第二阻抗可以串聯(lián)電連接以形成電源節(jié)點(diǎn)和公共節(jié)點(diǎn)之間的分隔，使得分頻器具有電連接到所述濾波器的輸出端口的分頻器節(jié)點(diǎn)。第一和第二阻抗可以是電容器。

分頻器可以被配置為在分頻器節(jié)點(diǎn)提供所述濾波供給注入分量，使得供給注入分量至少部分依賴于第一阻抗和第二阻抗。

基于在VCO的輸出節(jié)點(diǎn)的輸出信號到電源節(jié)點(diǎn)的噪聲信號的VCO傳遞特性，分頻器可以在分頻器節(jié)點(diǎn)提供過濾器供應(yīng)注入分量。

在另一個方面，一種設(shè)備包括VCO和過濾器。VCO包括：電源節(jié)點(diǎn)、調(diào)諧端口、第一輸出端口和第二輸出端口。該過濾器包括：第一阻抗和第二阻抗。調(diào)諧端口被配置成接收調(diào)諧電壓。第一輸出端口被配置為提供具有VCO輸出頻率的第一輸出信號。第二輸出端口被配置為提供在相對互補(bǔ)于第一VCO輸出信號和具有所述VCO輸出頻率的第二輸出信號。第一阻抗電連接在電源節(jié)點(diǎn)和調(diào)諧端口之間；和第二阻抗電連接在接地節(jié)點(diǎn)和調(diào)諧端口之間。第一阻抗和第二阻抗被配置為提供調(diào)諧電壓，具有從電源軌到調(diào)諧口的濾波器供給注入分量；和過濾器供給注入分量減少VCO的供應(yīng)推進(jìn)。

VCO可以進(jìn)一步包括第一壓控電路元件和第二壓控電路元件。第一壓控電路元件可電連接在第一輸出端口和所述調(diào)諧端口之間，并且可以電連接第二輸出端口與調(diào)諧口之間的第二電壓控制電路元件。VCO的輸出頻率可以被確定，至少部分地由所述第一輸出端口和所述調(diào)諧端口和第二輸出端口和調(diào)諧端口之間的第二差分電壓之間的第一差電壓。

第一電壓控制電路元件和所述第二受電壓控制的電路元件可以是變?nèi)荻O管。

第一輸出信號可具有的VCO的共模供給注入組分；和第二輸出信號可以具有在VCO共模供給注入分量。過濾器供給注入部件可以是到VCO共模供給注入分量相稱，使得在所述第一差分電壓，并且由于在所述VCO共模供給注入元件的差異，第二差分電壓的變化被降低。

過濾器可以鎖相環(huán)電荷泵與VCO使得調(diào)諧電壓具有PLL調(diào)諧部件之間。第一差分電壓和第二差分電壓可以響應(yīng)于在PLL調(diào)諧組件，使得PLL調(diào)諧組件控制VCO的輸出頻率的變化而變化。

第一阻抗可以是具有第一電容的電容器，和第二阻抗可以是具有第二電容的電容器。過濾器的濾波器響應(yīng)可以被確定，至少部分地由所述第一和第二電容的總和。第一阻抗和第二阻抗可以串聯(lián)電連接以形成電源節(jié)點(diǎn)和接地節(jié)點(diǎn)之間的電容器分壓器。電容器分壓器可以被配置為提供具有從供電軌的過濾器供給注入分量到調(diào)諧端口的調(diào)諧電壓。

過濾器供給注入部件可取決于第一電容，第二電容和電源電壓。電容器分壓器可以提供基于所述第一輸出信號的電源節(jié)點(diǎn)的噪聲信號的第一傳遞特性的濾波器供給注入分量。第一輸出信號到電源節(jié)點(diǎn)的噪聲信號的第一傳遞特性可以等同于第二輸出信號到電源節(jié)點(diǎn)的噪聲信號的第二傳輸特性。

在另一個方面，壓控振蕩器電路包括振蕩器和過濾器。振蕩器接收具有可變成分和輸入電壓的電源電壓，并提供具有頻率的輸出信號。該振蕩器包括具有基于輸入電壓和電源電壓的可變阻抗的至少一個有源阻抗組件的阻抗電路，使得在輸入電壓和電源電壓改變有源阻抗元件的阻抗，從而改變輸出信號的頻率。該過濾器提供輸入電壓到振蕩器，并且該過濾器接收電源電壓。電源電壓的濾波分量被提供給來自過濾器的所述阻抗電路，以抵消由所述至少一個有源阻抗組件所接收的電源電壓的可變分量。

過濾器可以包括電容濾波器，它提供電源電壓和輸入電壓之間以及輸入電壓與地之間的電容。

附圖說明

提供這些附圖和相關(guān)的描述說明本發(fā)明的具體實(shí)施例，并且不意圖是限制性的。

圖1A是本文的教導(dǎo)中使用的示例VCO。

圖1B是根據(jù)本文的教導(dǎo)的圖1A的VCO的共模等效示意圖。

圖1C是根據(jù)這里的教導(dǎo)在圖1B中的共模等效示意圖的小信號阻抗示意圖。

圖2是根據(jù)在此教導(dǎo)的VCO的系統(tǒng)圖。

圖3是根據(jù)在此的教導(dǎo)的VCO模型和濾波器的PLL的系統(tǒng)圖。

圖4A是示出根據(jù)本文教導(dǎo)的補(bǔ)償系數(shù)的系統(tǒng)級合成方法的過濾器的系統(tǒng)圖。

圖4B是根據(jù)一個實(shí)施例的濾波器的阻抗示意圖。

圖4C是根據(jù)另一個實(shí)施例的濾波器的阻抗示意圖。

圖4D是根據(jù)圖4B的實(shí)施例的濾波器的電路示意圖。

圖5是比較本文教導(dǎo)的實(shí)施例的模擬相位噪聲與載波偏移頻率的相對曲線圖。

圖6是根據(jù)本文的教導(dǎo)包括具有電容分壓器的環(huán)路濾波器的PLL的頂層框圖。

圖7是根據(jù)實(shí)施例的VCO電源推進(jìn)增益K_VDD對補(bǔ)償系數(shù)β的曲線圖。

具體實(shí)施方式

實(shí)施例的以下詳細(xì)描述提出了本發(fā)明的具體實(shí)施例的各種描述。然而，本發(fā)明可以以許多不同方式來實(shí)施，如由權(quán)利要求書所定義和所覆蓋。在此描述中，參考附圖，其中相同的參考數(shù)字可以指示相同或功能相似的元件。

電壓控制振蕩器(VCO)可用于提供具有依賴于所施加的調(diào)諧電壓的振蕩頻率的輸出信號。為了提供有用的輸出信號，VCO需要電源，諸如電池或穩(wěn)定DC電壓源。調(diào)諧電壓和信號輸出頻率之間具有預(yù)定關(guān)系。然而，電源電壓和振蕩頻率之間也具有意外關(guān)系。

當(dāng)VCO的信號輸出頻率敏感于電源電壓時，在電源電壓的變化引起輸出頻率的變化。這被稱為VCO推進(jìn)，其中電源電壓中的不可避免噪聲誘導(dǎo)輸出頻率的相位噪聲。VCO推進(jìn)的測量表示在每伏特頻率的單位，具有正或負(fù)系數(shù)。此外，如本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以理解的，VCO推進(jìn)也可以稱為“供給注入噪聲轉(zhuǎn)換為相位噪聲”、“供應(yīng)推進(jìn)”、“頻率推進(jìn)”或“VCO電源推進(jìn)”。

減少VCO推進(jìn)的一種辦法來是通過使用片外去耦電容或具有良好的電源抑制比(PSRR)的片上集成低壓降穩(wěn)壓器(LDO)而降低電源噪聲量。然而，LDO是消耗額外的芯片面積以及功耗的電壓調(diào)節(jié)器；此外，片外去耦電容增加額外的元件成本，同時也消耗空間。

因此，有必要以區(qū)域有效的方式減少VCO推進(jìn)，而不使用電壓調(diào)節(jié)器或去耦電容器。

本文提供用于降低電源噪聲轉(zhuǎn)換為相位噪聲的裝置和方法。減少電源噪聲轉(zhuǎn)換相位噪聲是指減少VCO推進(jìn)，并且通過在VCO的調(diào)諧節(jié)點(diǎn)故意引入噪聲實(shí)現(xiàn)，以便它抵消噪聲或跨越電壓控制型元件的噪聲信號，如變?nèi)荻O管。電壓控制型元件兩端的噪音或噪聲信號可以是在第一端的共模電壓以及在調(diào)諧節(jié)點(diǎn)有意引入的噪聲之間的差異。如從數(shù)學(xué)分析來示出，有意引入的調(diào)諧節(jié)點(diǎn)上的噪聲可以通過創(chuàng)建濾波器電路來實(shí)現(xiàn)，它可以補(bǔ)償供給推進(jìn)。這又導(dǎo)致了通用電路的合成方法，用于創(chuàng)建補(bǔ)償VCO供給推進(jìn)的過濾器。

圖1A是本文教導(dǎo)中使用的示例VCO 140。VCO 140是范德波VCO。VCO 140具有在NFET 152和NFET 154的主體連接的源的交叉耦合的n溝道場效應(yīng)晶體管(NFET)對。NFET 152和NFET 154被交叉耦合，使得NFET 152的柵極電連接到NFET 154的漏極，而NFET 154的柵極電連接到NFET 152的源極。NFET 152和NFET 154的源極被連接到第一電源V_SS的漏極。NFET 152的漏極進(jìn)一步連接到反相輸出端口，而NFET 154的漏極連接到非反相輸出端口。

VCO 140還具有在PFET 142和PFET 144的主體連接的源的交叉耦合p溝道場效應(yīng)晶體管(PFET)對。PFET 142和PFET 144交叉耦合，使得PFET 142的柵極電連接到PFET 144的漏極，而PFET 144的柵極電連接到PFET 142的源極。PFET 142和PFET 144的源極被連接到第二電源V_DD的漏極。PFET 142的漏極進(jìn)一步連接到所述反相輸出端口，而PFET 144的漏極連接到非反相輸出端口。

諧振電路146電連接在非反相輸出端和反相輸出口之間。變?nèi)荻O管148被電連接在反相輸出端口和調(diào)諧口之間，和變?nèi)荻O管150電連接在同相輸出端口和調(diào)諧端口之間。

非反向輸出端口提供同相振蕩信號Vp加上共模信號V_CM。反相輸出端口提供反相振蕩信號Vn加上共模信號V_CM。同相振蕩器信號Vp與振蕩器反相信號Vn具有部分由NFET 152和154，PFET 142和144，儲能電路146以及變?nèi)荻O管148和150的特性和阻抗部分確定振動的頻率。調(diào)諧電壓Vtune可以應(yīng)用到調(diào)諧端口，從而改變所述變?nèi)荻O管148和150的電容；在這樣做時，振蕩的頻率由調(diào)諧電壓Vtune控制。

盡管在圖1A中沒有示出，振蕩電路146可以使用能量存儲元件(包括電容，電感，和/或互連電路，諸如帶狀線)來實(shí)現(xiàn)。

圖1B是根據(jù)本文教導(dǎo)的圖1A的VCO的共同模式等效概略圖160。圖1B示出了NFET 164，PFET 162和變?nèi)荻O管166。共模示意圖160可以用作圖1A的VCO 140的分析共模表示。在共模示意圖160中，NFET 164表示NFET 152和NFET 154，由此NFET 164的柵極和漏極連接到共模端口。此外，共模端口可以表示短接在一起的反相和同相輸出端口。同樣，PFET 162可以代表PFET 142或PFET 144，由此柵極和PFET 162的漏極連接到共模端口。另外，可變電抗器166可以表示變?nèi)?48或變?nèi)?50，由此變?nèi)荻O管148被連接在調(diào)諧端口和共模端口之間。

如圖1B所示，PFET 162連接在第二供應(yīng)V_DD和共?？谥g，和NFET 164連接在第一電壓V_SS和共?？谥g。憑借NFET 164和PFET 162的這些連接和阻抗，在第一和第二耗材V_SS和V_DD的交流電(AC)變化的形式的共模噪聲分量可以出現(xiàn)在共模端口。

圖1C是根據(jù)這里的教導(dǎo)的圖1B所示的共模當(dāng)量的小信號阻抗概略圖170。在圖1C中，NFET 164被連接在第一電源V_SS和共模端口之間的阻抗Z₂ 174建模，和PFET 164由仿照由連接在第二電源V_DD和共?？谥g的阻抗Z₁ 172建模。通過使用阻抗分分析，下面的等式(等式1A)可以導(dǎo)出用于具有推進(jìn)V'_CM的共模電壓。

其中，V_CM是由于在第一和第二電源電壓V_SS和V_DD的共模電壓，無噪音，以及N_VDD是從第一和/或第二電源電壓的噪聲電壓。噪聲電壓表示在電源電壓的變化，可以引起推進(jìn)，振蕩器頻率的變化，如上所述。通過重寫在供應(yīng)推進(jìn)系數(shù)α方面的阻抗的分頻比，等式1A可以改寫如下：

V′_CM＝V_CM+α·N_VDD 等式1B

變?nèi)荻O管可以具有通過其兩端的電壓來確定電容C_VAR。在變?nèi)荻O管和在變?nèi)荻O管的另一端子的第二電壓V_-的一端限定第一電壓V₊，變?nèi)莨茈娙軨_VAR可以由等式2給出：

C_VAR＝h(V₊-V_-) 等式2

其中，h(·)是非線性電容傳遞函數(shù)。

通過識別所述具有推進(jìn)V'_CM的共模電壓的第一電壓V₊以及具有調(diào)諧電壓Vtune的第二電壓V_-，變?nèi)莨茈娙軨_VAR可以寫成如下(式3A)：

C_VAR＝h(V′_CM-V_tune). 等式3A

使用等式1B，等式3A可改寫為

C_VAR＝h([V_CM+α·N_VDD]-V_tune) 等式3B

并重新排列項，等式3B變

圖2是根據(jù)在此教導(dǎo)的VCO的系統(tǒng)圖200。系統(tǒng)圖包括求和點(diǎn)312、增益塊314、差分結(jié)318和VCO傳遞函數(shù)塊316。如在圖2中所示，求和結(jié)點(diǎn)318示出第一和第二供給V_SS和V_DD的噪聲的總和。求和噪聲或推進(jìn)由噪聲電壓N_VDD表示，并乘以所述推系數(shù)α；供應(yīng)推進(jìn)噪聲項α·N_VDD添加到Vtune，以給出V'tune，從等式3C的推進(jìn)的調(diào)諧電壓證。這里，Vtune可以表示無推進(jìn)的調(diào)諧電壓，也可以稱為未損壞的調(diào)諧電壓。

通過求和點(diǎn)312，系統(tǒng)圖200涉及未破壞的調(diào)諧電壓Vtune和具有推進(jìn)V'tune的調(diào)諧電壓，這增加增益塊314的輸出噪聲與未破壞的調(diào)諧電壓Vtune。另外，具有推進(jìn)V'tune的調(diào)諧信號乘以由‘s’劃分的VCO傳遞函數(shù)Kvco，以產(chǎn)生VCO輸出相位在這里，“s”表示整數(shù)在s平面的拉普拉斯變換。此外，K_VCO具有頻率除以伏的單位。系統(tǒng)圖200可以表示VCO的輸出將具有由于具有推進(jìn)V'tune的調(diào)諧信號的相位和頻率的變化。

傳遞函數(shù)值的估計值，推進(jìn)系數(shù)α，可以從理論衍生SPICE(帶有集成電路重點(diǎn)模擬程序)模擬，或從通常的做法實(shí)驗(yàn)室測量。推進(jìn)系數(shù)α的典型值可以是0.5；然而，對于具有組中心抽頭偏壓的NMOS交叉耦合對，α可以是幾乎等于1。在其它電路配置中，α可以是近0。α值的范圍可以是0和1之間。

圖3是根據(jù)這里的教導(dǎo)，具有VCO 200和濾波器320的PLL 300的系統(tǒng)圖。該P(yáng)LL 300包括相位頻率檢測器(PFD)302，電荷泵(CP)304，濾波器塊320，和壓控振蕩器200。濾波器塊320包括低通濾波器(LPF)306，求和結(jié)308，和增益塊310。VCO 200包括求和點(diǎn)312、增益塊314、求和結(jié)318和VCO傳遞函數(shù)塊316。

在穩(wěn)定狀態(tài)時，通過調(diào)節(jié)泵向上和向下信號UP、DN，PLL 300比較并鎖定相位基準(zhǔn)信號和VCO相位輸出響應(yīng)于所述泵上升信號UP和向下信號DN，電荷泵(CP)304在低通濾波器(LPF)306的輸入提供泵電流信號Iin。求和結(jié)點(diǎn)308添加補(bǔ)償項βN_VDD到未被破壞的調(diào)諧電壓Vtune，以便補(bǔ)償該供應(yīng)推噪聲術(shù)語α·N_VDD。

等式4A和4B示出具有圖3的VCO 200的濾波器320的系統(tǒng)級分析的產(chǎn)生等式。這些方程量化推進(jìn)噪聲和補(bǔ)償項為推進(jìn)系數(shù)α減去補(bǔ)償系數(shù)β乘以推進(jìn)噪聲電壓N_VDD的差。

V′_tune＝V_tune-α·N_VDD+β·N_VDD 等式4A

和

V′_tune＝V_tune-(α-β)·N_VDD。 等式4B

因此，推進(jìn)因子可以定義為推進(jìn)系數(shù)α減去補(bǔ)償系數(shù)β；和減少在PLL的VCO和/或VCO的推進(jìn)成為用于創(chuàng)建補(bǔ)償系數(shù)β的電路的實(shí)際實(shí)現(xiàn)。因此，這里的教導(dǎo)描述用于實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償系數(shù)β電路和濾波電路。

圖4A是示出具有根據(jù)這里的教導(dǎo)，具有補(bǔ)償系數(shù)β的系統(tǒng)級合成方法的過濾器320的系統(tǒng)圖。如關(guān)于圖3描述地，降低供給推進(jìn)的方式是通過實(shí)現(xiàn)提供補(bǔ)償系數(shù)β等于或幾乎等于推進(jìn)系數(shù)α的電路而減少等式4B中的術(shù)語(α-β)。圖4A示出了系統(tǒng)級理論，用于通過將補(bǔ)償系數(shù)β引入到具有一個理想的低通濾波器(LPF)306的過濾器320而減少推進(jìn)。

圖4B是根據(jù)一個實(shí)施例的濾波器320的阻抗示意圖。阻抗示意顯示了實(shí)用濾波器電路，既能操作作為用于VCO的調(diào)諧電壓的濾波器，也可以配置成生成補(bǔ)償系數(shù)β。該過濾器320包括連接在第二電源V_DD和濾波器的輸入/輸出端口之間的第一阻抗410，和連接在第一電源V_SS和濾波器的輸入/輸出口之間的第二阻抗412。濾波器的輸入/輸出端口接收泵浦電流信號Iin，并提供電壓V_OUT。

第一阻抗410和第二阻抗412的值的選擇可以調(diào)整以實(shí)現(xiàn)圖4A所示的合成配置。該濾波器的傳遞函數(shù)可以做成等于Z₁₀，同時還引進(jìn)補(bǔ)償項βN_VDD。如圖4B中所示的合成方法使用具有由補(bǔ)償系數(shù)β除以等于Z₁₀的值的第一阻抗410，并具有等于Z₁₀除以單元減去補(bǔ)償系數(shù)β的值的第二阻抗412。

比較圖4B至圖4A，可以看出，憑借其阻抗形成的分頻比，該補(bǔ)償系數(shù)β通過第一阻抗410和第二阻抗412引入。分壓比被合成為等于補(bǔ)償系數(shù)β，使得從第二電源V_DD和/或第一電源V_SS的推進(jìn)噪聲電壓N_VDD相乘β并提供到輸入/輸出端口。如圖4B所示，第一阻抗410與第一阻抗410和第二阻抗412的總和的分壓比給出βN_VDD的所需數(shù)學(xué)結(jié)果。

此外，通過與圖4A相比，圖4B顯示，輸出電壓V_OUT與泵輸入電流Iin之間的濾波器傳遞函數(shù)等于具有值Z₁₀的并聯(lián)阻抗。另外，參考圖4A，圖4B可以提供用于產(chǎn)生濾波器320以補(bǔ)償VCO 200的推進(jìn)系數(shù)α的電路合成方法。并聯(lián)阻抗Z₁₀可以具有被動元件(諸如，電容器)來形成。

雖然，圖4B的濾波器320示出了第一阻抗410和第二阻抗412，更復(fù)雜的濾波網(wǎng)絡(luò)可利用附加的阻抗來合成。串聯(lián)連接在第一電源V_SS和第二電源V_DD之間的串聯(lián)阻抗可以被布置以取代在T形網(wǎng)絡(luò)和/或丕網(wǎng)絡(luò)中的分流元件。以這種方式，網(wǎng)絡(luò)濾波器的傳遞函數(shù)可以保留，并同時允許引入補(bǔ)償系數(shù)。例如，圖4C示出了使用上述的合成批準(zhǔn)高階濾波器的例子。

圖4C是根據(jù)另一個實(shí)施例的濾波器320的阻抗示意圖。該過濾器320包括形成濾波器網(wǎng)絡(luò)的第一阻抗420，第二阻抗422，第三阻抗423，第四阻抗424和第五阻抗426，它可以比圖4B的濾波器320較高階。如圖4C所示，第一阻抗420和第二阻抗422被連接在第一電源V_SS和第二電源V_DD之間，以便產(chǎn)生具有Z₂₁的等效分流阻抗的濾波器分流元件，同時還引入第一補(bǔ)償系數(shù)β₁。另外，如圖4C所示，第四阻抗424和第五阻抗426被連接在第一電源V_SS和第二電源V_DD之間，以便產(chǎn)生具有Z₂₂的等效分流阻抗的濾波器分流元件β₂，同時還引入第二補(bǔ)償系數(shù)。第三阻抗423是濾波器320的阻抗Z₂₃的一系列元件。引入兩個補(bǔ)償系數(shù)β₁和β₂可以有利地允許消除或減少VCO 200中的推進(jìn)系數(shù)α的作用的附加自由度。

圖4D是根據(jù)圖4B的實(shí)施例的濾波器320的電路示意圖。圖4D的濾波器320包括第一電容器430和第二電容器432，從而實(shí)現(xiàn)圖4B的濾波器320的第一階濾波電容器實(shí)現(xiàn)。

圖5是比較本文教導(dǎo)的實(shí)施例的模擬相位噪聲與載波偏移頻率的相對曲線圖。在所有情況下，VCO推進(jìn)的SPICE仿真在具有VCO和低通環(huán)路濾波器(具有電容器分頻器)的PLL進(jìn)行。模擬變化的參數(shù)是電源噪聲N_VDD和補(bǔ)償系數(shù)β。

案例710是無電源噪聲注入的VCO的模擬相位噪聲的陰謀，并可以代表模擬的理想無噪聲電源的限制。案例702和案例704是相位噪聲仿真，其中不成比例的大量噪聲故意注入在VCO電源，具有電源噪聲是結(jié)果的主導(dǎo)噪聲源的目的。案例702對應(yīng)于具有典型的環(huán)路濾波器的PLL，以及補(bǔ)償系數(shù)β設(shè)置為等于零。案例704對應(yīng)于PLL，類似于案例702，除了補(bǔ)償系數(shù)β被設(shè)定為大致相等或值非常接近于推進(jìn)系數(shù)α。案例706是相似于案例702，因?yàn)樗哂邪咐?10的相位噪聲；但案例706使用不同量的電源噪聲，并設(shè)置補(bǔ)償系數(shù)β等于零。在案例706，不同量的電源噪聲可以是表示電源噪聲的現(xiàn)實(shí)或?qū)嶋H量的量。案例708類似于案例706，除了補(bǔ)償系數(shù)β設(shè)定為大致相等或值非常接近于推進(jìn)系數(shù)

圖6是PLL 600的頂層框圖，包括根據(jù)本文教導(dǎo)的電容分壓器的環(huán)路濾波器320。該P(yáng)LL 600具有相位頻率檢測器(PFD)602，其比較參考頻率的信號f_ref與分頻塊610的輸出的頻率信號f_div。PLL可鎖定頻率信號f_div為定到基準(zhǔn)信號頻率f_ref，從而提供頻率為f_vco的輸出信號，它是N倍f_ref。PFD 602提供信號UP和DN到電荷泵(CP)304，而這又提供電流信號Iin到環(huán)路濾波器320的輸入。響應(yīng)于電流信號Iin，環(huán)路濾波器320在環(huán)路濾波器320的輸出提供輸出電壓Vout。壓控振蕩器(VCO)200，響應(yīng)于提供給VCO 200的調(diào)諧端口的Vout，在VCO 200的輸出端口提供頻率為f_vco的輸出信號。輸出電壓Vout。可以等于圖1A的調(diào)諧電壓Vtune。

在PLL 600中，第一和第二供給V_SS和V_DD的VCO通過在經(jīng)由信號Vout的調(diào)諧端口有意引入噪聲而降低推進(jìn)。由第一電容器430和第二電容器432形成的電容器分壓器允許從第一和第二供給V_SS和V_DD的噪聲提供給壓控振蕩器200的調(diào)諧端口。

圖7是根據(jù)實(shí)施例的SPICE模擬VCO電源推進(jìn)增益K_VDD 702與補(bǔ)償系數(shù)β的曲線圖700。如圖700所示，接近至0.5的β值可以通過幾乎系數(shù)α減少供給推進(jìn)增益K_VDD。減少K_VDD的可對應(yīng)于減少推進(jìn)系數(shù)a和補(bǔ)償系數(shù)β之間的差，如上所述。

應(yīng)用

采用具有濾波器電路的上述壓控振蕩器以減少VCO推壓的設(shè)備可以被實(shí)現(xiàn)為各種電子設(shè)備。電子設(shè)備的示例可以包括(但不限于)消費(fèi)電子產(chǎn)品，消費(fèi)者電子產(chǎn)品的零件，電子測試設(shè)備等。電子設(shè)備的示例也可以包括光網(wǎng)絡(luò)或其它通信網(wǎng)絡(luò)的電路。消費(fèi)電子產(chǎn)品可包括(但不限于)汽車、攝像機(jī)、照相機(jī)、數(shù)碼相機(jī)、便攜式存儲器芯片、洗衣機(jī)、干衣機(jī)、洗衣機(jī)/干衣機(jī)、復(fù)印機(jī)、傳真機(jī)、掃描儀、多功能外圍設(shè)備等。此外，電子設(shè)備可以包括未完成的產(chǎn)品，包括那些用于工業(yè)、醫(yī)療和汽車應(yīng)用。

前面的描述和權(quán)利要求中可以指元件或特征為被“連接”或“耦合”在一起。如本文中所使用的，除非明確聲明，否則，“連接”的意思是一個元件/特征是直接或間接地連接到另一個元件/特征，并且不一定是機(jī)械連接。同樣地，除非明確聲明，否則“耦合”意指一個元件/特征直接或間接地聯(lián)接到另一個元件/特征，并且不一定是機(jī)械連接。因此，雖然在附圖中所示的各種原理圖描繪元件和部件的示例布置，附加的居間的元件，設(shè)備，特征或組件可以存在于實(shí)際的實(shí)施例方案中(假設(shè)所描繪的電路的功能性沒有產(chǎn)生不利影響)。

盡管本發(fā)明已經(jīng)在某些實(shí)施方案中進(jìn)行了描述，對本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員是顯而易見的其他實(shí)施方案(包括不提供所有的本文所闡述的特征和優(yōu)點(diǎn)的實(shí)施例)也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。此外，上述的各種實(shí)施例可被組合以提供進(jìn)一步的實(shí)施方式。此外，在一個實(shí)施例的上下文中所示的某些特征可以被并入其它實(shí)施例。因此，本發(fā)明的范圍僅通過參考所附權(quán)利要求限定。