本發(fā)明涉及振蕩器領(lǐng)域，具體的，涉及一種基于自舉技術(shù)的張弛振蕩器，還涉及一種應(yīng)用該張弛振蕩器的單片集成芯片。

背景技術(shù)：

所有需要時(shí)鐘信號(hào)的單片集成電路設(shè)備都需要時(shí)鐘源提供時(shí)鐘信號(hào)，主流的時(shí)鐘源有片外晶體振蕩器、片上諧波振蕩器、片上環(huán)形振蕩器和片上張弛振蕩器，晶體振蕩器因?yàn)槠淞己玫念l率精確度和穩(wěn)定性而被廣泛應(yīng)用。隨著物聯(lián)網(wǎng)設(shè)備、可穿戴設(shè)備和醫(yī)療植入式設(shè)備的發(fā)展，市場(chǎng)對(duì)電子設(shè)備的可集成性的需求越來越高、功耗控制的要求越來越苛刻、成本降低的渴望越來越強(qiáng)，因此片上可集成振蕩器的性能需要被大幅提升以替代晶體振蕩器同時(shí)滿足不斷提高的市場(chǎng)需求。張弛振蕩器因?yàn)楣妮^低、頻率易控、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而被廣泛的應(yīng)用和研究。

公開號(hào)CN104124921A的中國發(fā)明專利申請(qǐng)公開了名為“基于電流模比較器的低壓低功耗CMOS張弛振蕩器及方法”的發(fā)明創(chuàng)造，該張弛振蕩器使用兩個(gè)電容避免了電容放電的延遲時(shí)間對(duì)頻率穩(wěn)定性的影響，但是電容電路版圖的面積增加了一倍，使得成本增加。同時(shí)，SR鎖存器輸入端的閾值電壓存在失調(diào)且還會(huì)受到溫度的影響，一旦失調(diào)電壓或者溫度變化導(dǎo)致閾值電壓變化，使頻率精度和穩(wěn)定性都會(huì)變差。此外，在振蕩時(shí)每半個(gè)周期都會(huì)對(duì)一個(gè)電容充電一個(gè)電容放電，然后交替進(jìn)行。在器對(duì)某一電容放電時(shí)，充電電流源仍然提供電流。所以在任何時(shí)刻振蕩主電路在電容上消耗的電流都是兩倍參考電流，使得電流利用率低、功耗較大。

此外，公開號(hào)CN103338026A的中國發(fā)明專利申請(qǐng)公開了名為“張弛振蕩器”的發(fā)明創(chuàng)造，該振蕩器為了提升對(duì)溫度的頻率穩(wěn)定性，采用了溫度系數(shù)互補(bǔ)的P型多晶硅電阻和N型多晶硅電阻，其中N型多晶硅電阻的單位阻值較低，增大了電路版圖中電阻所占用的面積，導(dǎo)致成本增加。為了消除比較器和電流模比較器的失調(diào)電壓，該振蕩器設(shè)計(jì)了較為復(fù)雜的比較器結(jié)構(gòu)和開關(guān)切換單元，同時(shí)為了配合控制切換單元，又設(shè)計(jì)了較為復(fù)雜的時(shí)鐘產(chǎn)生器，增加了電路的復(fù)雜度，延長了開發(fā)周期。同時(shí)，由于電壓信號(hào)經(jīng)過比較器和時(shí)鐘產(chǎn)生器時(shí)，回路延遲較長，導(dǎo)致在周期內(nèi)加入了較長的非理想延遲，非理想延遲時(shí)間易受到溫度和電壓的影響，從而導(dǎo)致頻率穩(wěn)定性受到限制。此外，比較器需要借助運(yùn)算放大器為比較級(jí)提供電壓，且為了得到良好的性能，比較級(jí)需要消耗靜態(tài)電流，因而導(dǎo)致振蕩電路的功耗較高。另外，振蕩器在振蕩時(shí)，每半個(gè)周期會(huì)對(duì)電容充電一次，緊接著立刻放電，再進(jìn)行下半個(gè)周期的充電。所以在任何時(shí)刻振蕩器主電路在電容上消耗的電流都是一倍參考電流，電流利用率較低。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的主要目的是提供一種降低生產(chǎn)成本、縮短開發(fā)周期、提升頻率穩(wěn)定性以及實(shí)現(xiàn)超低功耗的張弛振蕩器。

本發(fā)明的另一目的是提供一種頻率穩(wěn)定性高且功耗低的單片集成芯片。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供的張弛振蕩器包括張弛振蕩器電路，張弛振蕩器電路包括閾值電壓產(chǎn)生電路、電容充放電電路以及比較器電路，閾值電壓產(chǎn)生電路向比較器電路的反相輸入端輸入閾值電壓信號(hào)，電容充放電電路向比較器電路的同相輸入端輸入電容電壓信號(hào)；閾值電壓產(chǎn)生電路包括第一電流源、第二電流源以及閾值電阻，第一電流源通過第一反相開關(guān)元件向閾值電阻施加電流，第二電流源通過第一同相開關(guān)元件向閾值電阻抽取電流；電容充放電電路包括第三電流源、第四電流源以及電容，第三電流源通過第二反相開關(guān)元件向電容施加電流，第四電流源通過第二同相開關(guān)元件向電容抽取電流。

由上述方案可見，本發(fā)明的張弛振蕩器使用一個(gè)閾值電壓產(chǎn)生電路產(chǎn)生了兩個(gè)閾值電壓，使用一個(gè)充放電電路對(duì)同一電容節(jié)點(diǎn)進(jìn)行充放電。由這種結(jié)構(gòu)形成的振蕩器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、模塊少、電流利用率高，從而實(shí)現(xiàn)了縮短開發(fā)周期、減小電路板版圖面積、實(shí)現(xiàn)超低功耗的問題。

一個(gè)方案中，第一反相開關(guān)元件、第一同相開關(guān)元件、第二反相開關(guān)元件與第二同相開關(guān)元件分別與比較器電路的輸出端電連接。

由上述方案可見，利用比較器電路的輸出電壓對(duì)開關(guān)元件進(jìn)行控制，可實(shí)現(xiàn)電路自動(dòng)控制電容充放電的進(jìn)程。

一個(gè)方案中，比較器電路的輸出端與閾值電阻和電容之間的支路電連接。

由此可見，本發(fā)明的張弛振蕩器通過將比較器的輸出電壓反饋到閾值電阻和電容之間的支路，使得電容充放電的電壓范圍增加，并且電容經(jīng)過充電后，還利用已有電荷進(jìn)行放電，提高了電流利用率。

進(jìn)一步的方案中，比較器電路包括電流模比較電路和反相器電路，電流模比較電路向反相器電路發(fā)送電壓信號(hào)。

由上述方案可見，比較器電路通過電流模比較器比較閾值電阻與電容的電壓后，再通過反相器電路進(jìn)行電壓值的數(shù)字量化。使得輸出電平的轉(zhuǎn)換更加迅速。

進(jìn)一步的方案中，第一電流源和第三電流源分別與電源線電連接，第二電流源和第四電流源分別接地。

由此可見，本發(fā)明的第一電流源和第三電流源在電容充電時(shí)分別給閾值電阻和電容提供電流源，第二電流源和第四電流源在電容放電時(shí)分別給閾值電阻和電容提供電流源。

優(yōu)選的方案中，第一電流源、第二電流源、第三電流源和第四電流源分別包括一個(gè)MOS管，第一電流源的MOS管與第三電流源的MOS管共柵極連接，第二電流源的MOS管與第四電流源的MOS管共柵極連接。

由上述方案可見，由于MOS管在現(xiàn)今工藝中容易實(shí)施，在振蕩電路中使用MOS管可降低制造成本。

具體的方案中，張弛振蕩器電路還包括偏置電路，偏置電路分別與第一電流源、第二電流源、第三電流源及第四電流源電連接。

由上述方案可見，利用一個(gè)偏置電路分別與第一電流源、第二電流源、第三電流源及第四電流源電連接，可為振蕩電路提供參考電流源。

為了實(shí)現(xiàn)上述的另一目的，本發(fā)明提供的單片集成芯片包括本發(fā)明提供的張弛振蕩器，張弛振蕩器向單片集成芯片中的時(shí)鐘使用電路提供時(shí)鐘信號(hào)。

由上述方案可知，本發(fā)明的單片集成芯片通過使用張弛振蕩器，該振蕩器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、模塊少、功耗低、電流利用率高，可使單片集成芯片實(shí)現(xiàn)高頻率穩(wěn)定性及低功耗。

附圖說明

圖1是本發(fā)明張弛振蕩器第一實(shí)施例的張弛振蕩器電路電原理圖。

圖2是本發(fā)明張弛振蕩器第二實(shí)施例的張弛振蕩器電路電原理圖。

圖3是本發(fā)明張弛振蕩器第二實(shí)施例的張弛振蕩器電路中電容C2參考端電壓V_C2的電壓輸出波形示意圖。

圖4是本發(fā)明張弛振蕩器第三實(shí)施例的張弛振蕩器電路電原理圖。

以下結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明的張弛振蕩器是基于自舉技術(shù)的張弛振蕩器，本發(fā)明可應(yīng)用于振蕩器的設(shè)計(jì)中，還可應(yīng)用于單片集成芯片的設(shè)計(jì)中。

第一實(shí)施例：

如圖1所示，圖1為本發(fā)明張弛振蕩器的一個(gè)實(shí)施例的張弛振蕩器電路電原理圖。從圖中可以看出，該振蕩器的張弛振蕩器電路包括閾值電壓產(chǎn)生電路1、電容充放電電路2以及比較器電路3，閾值電壓產(chǎn)生電路1向比較器電路3的反相輸入端輸入閾值電壓信號(hào)，電容充放電電路2向比較器電路3的同相輸入端輸入電容電壓信號(hào)。閾值電壓產(chǎn)生電路1包括第一電流源I1、第二電流源I2以及閾值電阻R1，第一電流源I1通過第一反相開關(guān)元件SW1向閾值電阻R1施加電流（即，電流從第一電流源I1經(jīng)過第一反相開關(guān)元件SW1流向閾值電阻R1），第二電流源I2通過第一同相開關(guān)元件SW2向閾值電阻R1抽取電流（即，電流從閾值電阻R1經(jīng)過第一同相開關(guān)元件SW2流向第二電流源I2）。電容充放電電路2包括第三電流源I3、第四電流源I4以及電容C1，第三電流源I3通過第二反相開關(guān)元件SW3向電容C1施加電流（即，電流從第三電流源I3經(jīng)過第二反相開關(guān)元件SW3流向電容C1），第四電流源I4通過第二同相開關(guān)元件SW4向電容C1抽取電流（即，電流從電容C1經(jīng)過第二同相開關(guān)元件SW4流向第四電流源I4）。其中，第一電流源I1和第三電流源I3分別與電源線VDD電連接，第二電流源I2和第四電流源I4分別與地線GND電連接。第一反相開關(guān)元件SW1、第一同相開關(guān)元件SW2、第二反相開關(guān)元件SW3和第二同相開關(guān)元件SW4分別與比較器電路3的輸出端電連接，并接收輸出端電壓反饋信號(hào)。此外，比較器電路3的輸出端與閾值電阻R1和電容C1之間的支路電連接。

閾值電壓產(chǎn)生電路1設(shè)置有第一電流源I1和第二電流源I2、使能電平相反的第一反相開關(guān)元件SW1和第一同相開關(guān)元件SW2以及閾值電阻R1。第一反相開關(guān)元件SW1導(dǎo)通時(shí)第一同相開關(guān)元件SW2截止，第一電流源I1可以和閾值電阻R1建立一個(gè)為I1×R1的壓差；反之，第二電流源I2可以和閾值電阻R1建立一個(gè)為I2×R1的壓差。

電容充放電電路2設(shè)置有第三電流源I3和第四電流源I4、使能電平相反的第二反相開關(guān)元件SW3和第二同相開關(guān)元件SW4以及電容C1。第二反相開關(guān)元件SW3導(dǎo)通時(shí)第二同相開關(guān)元件SW4截止，第三電流源I3可以為電容C1充電；反之，第四電流源I4可以為電容C1放電。

比較器電路3對(duì)閾值電阻R1產(chǎn)生的閾值電壓V_R1和電容C1充放電節(jié)點(diǎn)的電壓V_C1進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果輸出為電源線VDD端電壓或?yàn)榈鼐€GND端電壓的控制電壓V_out1，控制電壓V_out1用來控制閾值電阻R1和電容C1的參考端電壓和開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)。

為了進(jìn)一步的描述本發(fā)明張弛振蕩器電路的工作情況，張弛振蕩器電路的工作原理如下：

假設(shè)初始電容C1未充電，且V_out1為地線GND電壓V_GND。首先，使第一反相開關(guān)元件SW1、第二反相開關(guān)元件SW3導(dǎo)通，閾值電壓V_R1由第一電流源I1建立，電容C1由第三電流源I3充電，電容電壓V_C1上升。當(dāng)電容電壓V_C1超過閾值電壓V_R1時(shí)，控制電壓V_out1變?yōu)殡娫措妷篤_DD，將電阻R1和電容C1的參考端變?yōu)殡娫措妷篤_DD實(shí)現(xiàn)自舉，此時(shí)，控制電壓V_out1處于高電平狀態(tài)，第一反相開關(guān)元件SW1、第二反相開關(guān)元件SW3在控制電壓V_out1高電平時(shí)截止，第一同相開關(guān)元件SW2、第二同相開關(guān)元件SW4在控制電壓V_out1高電平時(shí)導(dǎo)通。此時(shí)閾值電壓V_R1由第二電流源I2建立，電容電壓V_C1經(jīng)自舉后變?yōu)閂_R1+V_DD并由第四電流源I4放電，電容電壓V_C1下降。當(dāng)電容電壓V_C1低于閾值電壓V_R1時(shí)，比較器輸出控制電壓V_out1變?yōu)榈鼐€電壓V_GND，將電阻R1和電容C1的參考端變?yōu)榈鼐€電壓V_GND實(shí)現(xiàn)自舉，此時(shí)，控制電壓V_out1處于低電平狀態(tài)，第一反相開關(guān)元件SW1、第二反相開關(guān)元件SW3在控制電壓V_out1低電平時(shí)導(dǎo)通，第一同相開關(guān)元件SW2、第二同相開關(guān)元件SW4在控制電壓V_out1低電平時(shí)截止。第一反相開關(guān)元件SW1、第二反相開關(guān)元件SW3導(dǎo)通后，閾值電壓V_R1由第一電流源I1建立，電容電壓V_C1經(jīng)自舉后變化至V_R1-V_DD并由第三電流源I3充電而上升。

由上述的描述可知，由于自舉技術(shù)的應(yīng)用，使得充放電的電壓范圍增加，從而相同振蕩周期可以用更小的電容電阻實(shí)現(xiàn)。并且電容經(jīng)過充電后，還利用已有電荷進(jìn)行放電，提高了電流利用率。同時(shí)如果比較器失調(diào)電壓使得充電時(shí)間延長，則會(huì)相應(yīng)導(dǎo)致放電時(shí)間縮短，從而使比較器失調(diào)電壓對(duì)頻率穩(wěn)定性的影響降低。

第二實(shí)施例：

如圖2所示，圖2為本發(fā)明另一實(shí)施例的電路原理圖。該實(shí)施例中，張弛振蕩器電路包括偏置電路，偏置電路包括參考電流源I_R、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第五PMOS管MP5，其中，參考電流源I_R與電源線VDD電連接，同時(shí)參考電流源I_R與第五NMOS管MN5的漏極和柵極電連接，第五NMOS管MN5的柵極與第六NMOS管MN6的柵極電連接，第五PMOS管MP5的漏極和柵極與第六NMOS管MN6的漏極電連接。偏置電路由考電流源I_R、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第五PMOS管MP5構(gòu)成鏡像電流源，為振蕩電路提供偏置電流。

第五PMOS管MP5的柵極分別與第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的柵極電連接，第一PMOS管MP1的源極、第二PMOS管MP2的源極分別與電源線VDD電連接，使偏置電路與第一PMOS管MP1組成充電過程中為電阻R2提供電流的電流源，并使偏置電路與第二PMOS管MP2組成充電過程中為電容C2提供電流的電流源。此外，第五NMOS管MN5的柵極分別與第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的柵極電連接。第一NMOS管MN1的源極與地線GND電連接，使偏置電路與第一NMOS管MN1組成放電過程中為電阻R2提供電流的電流源，第二NMOS管MN2的源極與地線GND電連接，并使偏置電路與第二NMOS管MN2組成放電過程中為電容C2提供電流的電流源。

該實(shí)施例中振蕩電路的比較器電路包括電流模比較器電路和反相器電路，電流模比較器電路向反相器電路發(fā)送電壓信號(hào)，其中，電流模比較器電路包括第一電流模比較電路、第二電流模比較電路。第一電流模比較電路與第二電流模比較電路均與比較器電路的第一輸入端及第二輸入端電連接，本實(shí)施例中，比較器電路的第一輸入端輸入電阻R2參考端的電壓V_R2，第二輸入端輸入電容C2參考端的電壓V_C2，第一電流模比較電路用于充電過程中比較電阻R2參考端的電壓V_R2與電容C2參考端的電壓V_C2，第二電流模比較電路用于放電過程中比較電阻R2參考端的電壓V_R2與電容C2參考端的電壓V_C2。第一電流模比較電路包括由第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4組成的電流模比較器，第三NMOS管MN3的柵極和漏極與第四NMOS管MN4的柵極電連接，第三NMOS管MN3的漏極與第一PMOS管MP1的漏極電連接，第四NMOS管MN4的漏極與第二PMOS管MP2的漏極電連接，第三NMOS管MN3的源極通過開關(guān)元件SW5與電阻R2電連接，第四NMOS管MN4的源極通過開關(guān)元件SW7與電容C2電連接。第二電流模比較電路包括由第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4組成的電流模比較器，第三PMOS管MP3的柵極和漏極與第四PMOS管MP4的柵極電連接，第三PMOS管MP3的漏極與第一NMOS管MN1的漏極電連接，第四PMOS管MP4的漏極與第二NMOS管MN2的漏極電連接，第三PMOS管MP3的源極通過開關(guān)元件SW6與電阻R2電連接，第四PMOS管MP4的源極通過開關(guān)元件SW8與電容C2電連接。

反相器電路包括反相器Inv1和反相器Inv2，反相器Inv1和反相器Inv2串聯(lián)連接，反相器Inv1的輸入端通過開關(guān)元件SW9與第四NMOS管MN4的漏極電連接，反相器Inv1的輸入端通過開關(guān)元件SW10與第四PMOS管MP4的漏極電連接，電阻R2的電壓V_R2和電容C2的電壓V_C2經(jīng)過第一電流模比較器或第二電流模比較器后得到電壓V_P，電壓V_P輸入到反相器Inv1中并被反相器Inv1量化，再經(jīng)過反相器Inv2的波形整形，得到電壓V_out2。在比較器電路中使用反相器電路，是因?yàn)椴捎昧俗耘e技術(shù)后，即使反相器翻轉(zhuǎn)閾值電壓不穩(wěn)定，也只會(huì)對(duì)占空比有一定影響，而不會(huì)對(duì)振蕩周期造成太大的影響，從而避免了使用功耗較大的比較器來消除失調(diào)電壓。此外，使用最簡(jiǎn)單的數(shù)字邏輯反相器來實(shí)現(xiàn)比較器和數(shù)字控制邏輯產(chǎn)生，降低了設(shè)計(jì)復(fù)雜度的同時(shí)也降低了功耗，同時(shí)，反相器實(shí)現(xiàn)的比較器在工作過程中自動(dòng)消除了失調(diào)電壓和溫度變化對(duì)其閾值電壓的影響，降低頻率穩(wěn)定性受到的限制。

此外，開關(guān)元件SW5、開關(guān)元件SW6、開關(guān)元件SW7、開關(guān)元件SW8、開關(guān)元件SW9和開關(guān)元件SW10分別由反相器Inv2的輸出端給入控制信號(hào)，開關(guān)元件SW5、開關(guān)元件SW6、開關(guān)元件SW7、開關(guān)元件SW8、開關(guān)元件SW9和開關(guān)元件SW10可根據(jù)反相器Inv2的輸出端電壓V_out2進(jìn)行控制開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)。其中，開關(guān)元件SW5、開關(guān)元件SW7和開關(guān)元件SW9為反相開關(guān)元件，開關(guān)元件SW5、開關(guān)元件SW7、開關(guān)元件SW9在電壓V_out2為高電平時(shí)截止，低電平時(shí)導(dǎo)通；開關(guān)元件SW6、開關(guān)元件SW8和開關(guān)元件SW10為同相開關(guān)元件，開關(guān)元件SW6、開關(guān)元件SW8、開關(guān)元件SW10在電壓V_out2為高電平時(shí)導(dǎo)通，低平時(shí)截止。使得振蕩器以固定周期在充電和放電狀態(tài)間轉(zhuǎn)換。同時(shí)，電阻R2與電容C2之間的支路與反相器Inv2的輸出端電壓V_out2電連接，將輸出電壓V_out2反饋到閾值電阻和電容之間的支路，提高了電流利用率。

為了體現(xiàn)本發(fā)明張弛振蕩器的優(yōu)點(diǎn)，參見圖3，圖3為電容C2參考端電壓V_C2的電壓波形圖。假設(shè)電流源提供的電流都等于I。在電容C2充電時(shí)，電阻R2參考端的電壓為V_R2=I×R2，電容C2充電使V_C2達(dá)到V_R2之后，由于自舉的作用，電容C2參考端的電壓立刻抬升V_DD，使得V_C2=V_DD+I×R2，緊接著開始對(duì)電容C2放電。在電容C2放電時(shí)，電阻R2參考端的電壓為V_R2=V_DD-I×R2，電容C2放電到V_C2=V_DD-I×R2之后，由于自舉的作用，電容C2參考端的電壓立刻降低V_DD，使得V_C2=-I×R2，緊接著又開始對(duì)電容C2充電，循環(huán)上述過程。由此可知，電容C2充電時(shí)V_C2變化了2×I×R2，放電時(shí)V_C2也變化了2×I×R2，因此，V_C2的變化合計(jì)為ΔV=4×I×R2。根據(jù)公式ΔV×C2=I×T，可得出4×I×R2×C2=I×T，其中，T為振蕩周期，所以振蕩周期T等于4×R2×C2。當(dāng)然，該計(jì)算方法也適用于第一實(shí)施例中。

由上述可知，本發(fā)明張弛振蕩器的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、模塊少、功耗低、電流利用率高，從而實(shí)現(xiàn)了縮短開發(fā)周期、減小電路板版圖面積、實(shí)現(xiàn)超低功耗的問題。此外，由于比較器電路的第一級(jí)比較電路由共柵極的MOS管組成具有電壓放大的效果，同時(shí)，將輸出電壓V_out2反饋到閾值電阻R2和電容C2之間的支路，提高了電流利用率。

實(shí)施例三：

參見圖4，圖4是本發(fā)明張弛振蕩器第三實(shí)施例的張弛振蕩器電路電原理圖。

該實(shí)施例中，張弛振蕩器電路包括偏置電路，偏置電路包括參考電流源I_R1、NMOS管MN51、NMOS管MN61和PMOS管MP51，其中，參考電流源I_R1與電源線VDD電連接，同時(shí)參考電流源I_R1與NMOS管MN51的漏極和柵極電連接，NMOS管MN51的柵極與NMOS管MN61的柵極電連接，PMOS管MP51的漏極和柵極與NMOS管MN61的漏極電連接。偏置電路由考電流源I_R1、NMOS管MN51、NMOS管MN61和PMOS管MP51構(gòu)成鏡像電流源，為振蕩電路提供偏置電流。

PMOS管MP51的柵極分別與PMOS管MP11和PMOS管MP21的柵極電連接，PMOS管MP11的源極、PMOS管MP21的源極分別與電源線VDD電連接，使偏置電路與PMOS管MP11組成充電過程中為電阻R3提供電流的電流源，并使偏置電路與PMOS管MP21組成充電過程中為電容C3提供電流的電流源。此外，NMOS管MN51的柵極分別與NMOS管MN11和NMOS管MN21的柵極電連接。NMOS管MN11的源極與地線GND電連接，使偏置電路與NMOS管MN11組成放電過程中為電阻R3提供電流的電流源， NMOS管MN21的源極與地線GND電連接，并使偏置電路與NMOS管MN21組成放電過程中為電容C3提供電流的電流源。

該實(shí)施例中振蕩電路的比較器電路包括電流模比較器電路和電壓比較電路，其中，電流模比較器電路包括第一電流模比較電路、第二電流模比較電路。第一電流模比較電路用于充電過程中比較電阻R3參考端的電壓V_R3與電容C3參考端的電壓V_C3，第二電流模比較電路用于放電過程中比較電阻R3參考端的電壓V_R3與電容C3參考端的電壓V_C3。第一電流模比較電路包括由NMOS管MN31和NMOS管MN41組成的電流模比較器， NMOS管MN31的柵極和漏極與NMOS管MN41的柵極電連接， NMOS管MN31的漏極與PMOS管MP11的漏極電連接，NMOS管MN41的漏極與PMOS管MP21的漏極電連接，NMOS管MN31的源極通過開關(guān)元件SW13與電阻R3電連接，NMOS管MN41的源極通過開關(guān)元件SW15與電容C3電連接。第二電流模比較電路包括由PMOS管MP31和PMOS管MP41組成的電流模比較器，PMOS管MP31的柵極和漏極與PMOS管MP41的柵極電連接，PMOS管MP31的漏極與NMOS管MN11的漏極電連接，PMOS管MP41的漏極與NMOS管MN21的漏極電連接，PMOS管MP31的源極通過開關(guān)元件SW14與電阻R3電連接，PMOS管MP41的源極通過開關(guān)元件SW16與電容C3電連接。

電壓比較電路U2的反相輸入端通過開關(guān)元件SW11與NMOS管MN31的漏極電連接，電壓比較電路U2的反相輸入端通過開關(guān)元件SW12與PMOS管MP31的漏極電連接。電壓比較電路U2的同向輸入端通過開關(guān)元件SW17與NMOS管MN41的漏極電連接，電壓比較電路U2的同向輸入端通過開關(guān)元件SW18與PMOS管MP41的漏極電連接。電壓比較電路U2的輸出端分別給開關(guān)元件SW11、開關(guān)元件SW12、開關(guān)元件SW13、開關(guān)元件SW14、開關(guān)元件SW15、開關(guān)元件SW16、開關(guān)元件SW17和開關(guān)元件SW18提供控制信號(hào)，其中，開關(guān)元件SW11、開關(guān)元件SW13、開關(guān)元件SW15和開關(guān)元件SW17為反相開關(guān)元件，開關(guān)元件SW12、開關(guān)元件SW14、開關(guān)元件SW16和開關(guān)元件SW18為同相開關(guān)元件。

第一電流模比較電路或第二電流模比較電路向電壓比較電路U2的反相輸入端輸入第一電壓信號(hào)，第一電流模比較電路或第二電流模比較電路向電壓比較電路U2的同向輸入端輸入第二電壓信號(hào)。電阻R3的電壓V_R3和電容C3的電壓V_C3經(jīng)過第一電流模比較器或第二電流模比較器后，在NMOS管MN31的漏極或PMOS管MP31的漏極輸出電壓V_N，在NMOS管MN41的漏極或PMOS管MP41的漏極輸出電壓V_P1。電壓V_N輸入電壓比較電路U2的反相輸入端，電壓V_P1輸入電壓比較電路U2的同向輸入端，在電壓比較電路U2的輸出端得到輸出電壓V_out3。開關(guān)元件SW17、開關(guān)元件SW18、開關(guān)元件SW11和開關(guān)元件SW12可根據(jù)電壓比較電路U2輸出端的輸出電壓V_out3進(jìn)行控制開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)。其中，開關(guān)元件SW17和開關(guān)元件SW11在電壓V_out3為高電平時(shí)截止，低電平時(shí)導(dǎo)通；開關(guān)元件SW18和開關(guān)元件SW12在電壓V_out3為低電平時(shí)截止，高電平時(shí)導(dǎo)通。

本發(fā)明的張弛振蕩器應(yīng)用于單片集成芯片時(shí)，可為單片集成芯片中的時(shí)鐘使用電路提供穩(wěn)定頻率的時(shí)鐘信號(hào)，時(shí)鐘使用電路為需要時(shí)鐘信號(hào)觸發(fā)的電路，如時(shí)序控制的數(shù)字電路等，且該振蕩器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、模塊少、功耗低、電流利用率高，可使單片集成芯片實(shí)現(xiàn)高頻率穩(wěn)定性及低功耗。

需要說明的是，以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，但發(fā)明的設(shè)計(jì)構(gòu)思并不局限于此，凡利用此構(gòu)思對(duì)本發(fā)明做出的非實(shí)質(zhì)性修改，也均落入本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。