專利名稱：用于直接調(diào)頻系統(tǒng)的多模式壓控振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及調(diào)相/調(diào)頻器，尤其涉及用于鎖相環(huán)的直接調(diào)相/調(diào)頻的多模式 架構(gòu)。
背景技術(shù)：
調(diào)相方案非常有效并且因此在通信系統(tǒng)中被廣泛使用。調(diào)相方案的簡單示例 是四相相移鍵控(QPSK)。

圖1示出圖解QPSK如何將兩比特?cái)?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)映射到4 個(gè)相位偏移之一的星座圖。圖2示出用于生成經(jīng)調(diào)相信號(hào)的典型QPSK(或同相(I) /正交(Q))調(diào)制器。該技術(shù)依賴于正交信號(hào)矢量來實(shí)現(xiàn)相位偏移——固有地線性 的技術(shù)，因?yàn)槠鋯螁稳Q于這些正交信號(hào)的匹配。
1/Q調(diào)制器提供直截了當(dāng)?shù)纳山?jīng)調(diào)相信號(hào)的辦法，其還適用于諸如寬帶碼 分多址(CDMA)和正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)之類的更復(fù)雜的方案。使用 鎖相環(huán)(PLL)來生成經(jīng)調(diào)相信號(hào)也是可能的。該辦法提供精簡的電路系統(tǒng)和較低 的功耗，并且結(jié)果在窄帶系統(tǒng)中得到了廣泛使用。然而不巧的是，PLL架構(gòu)內(nèi)的壓 控振蕩器(VCO)的靈活性是有限的。這在多模式系統(tǒng)中是嚴(yán)重的缺點(diǎn)。因此若 有靈活的多模式VCO供調(diào)相器使用將會(huì)是有利的。發(fā)明概述
提供了用于多模式調(diào)相的非常高效的系統(tǒng)。本發(fā)明系統(tǒng)的實(shí)施例包括用于直
接調(diào)制在鎖相環(huán)(PLL)中使用的多模式壓控振蕩器(VCO)以合成射頻載波信號(hào) 的電路系統(tǒng)。
本發(fā)明的一方面針對(duì)鎖相環(huán)模塊，其包括用于生成頻率至少部分地由控制電 壓決定的輸出信號(hào)的多模式壓控振蕩器。該多模式壓控振蕩器由在第一模式下操作 期間的第一頻率增益、以及在第二模式下操作期間的第二頻率增益來表征。該鎖相 環(huán)模塊還包括用于對(duì)該輸出信號(hào)進(jìn)行分頻以產(chǎn)生經(jīng)分頻信號(hào)的分頻器電路。設(shè)有鑒 相/頻器用于比較輸入基準(zhǔn)信號(hào)與該經(jīng)分頻信號(hào)之間的相位并且用于產(chǎn)生至少一個(gè) 相位誤差信號(hào)。電荷泵電路響應(yīng)于該至少一個(gè)相位誤差信號(hào)產(chǎn)生電荷泵信號(hào)。環(huán)路 濾波器響應(yīng)于該電荷泵信號(hào)產(chǎn)生上述控制電壓。
本發(fā)明在另一方面涉及包括第一輸入端口 、第二輸入端口和LC儲(chǔ)能電路的多 模式壓控振蕩器。該LC儲(chǔ)能電路被配置成響應(yīng)于在第一輸入端口處接收到的第一 信號(hào)根據(jù)第一頻率增益操作，并且響應(yīng)于在第二輸入端口處接收到的第二信號(hào)根據(jù) 第二頻率增益操作。
本發(fā)明還涉及包括鎖相環(huán)和開關(guān)網(wǎng)的多模式調(diào)制裝置。該鎖相環(huán)包括被配置 成響應(yīng)于第一控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)第一頻率增益并且響應(yīng)于第二控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)第二頻率 增益的多模式壓控振蕩器。設(shè)有該開關(guān)網(wǎng)以在第一模式下操作期間生成該第一控制 信號(hào)并且在第二模式下操作期間生成該第二控制信號(hào)。
附圖簡要說明
當(dāng)結(jié)合附圖參考以下詳細(xì)說明時(shí)，本文中所描述的實(shí)施例的上述方面和隨之 而來的優(yōu)點(diǎn)將變得更顯而易見，附圖中
圖1示出圖解四相相移鍵控(QPSK)如何將兩比特?cái)?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)映射到4個(gè)偏移 之一的星座圖2示出典型的I/Q調(diào)制器的圖3示出用于合成射頻載波信號(hào)的鎖相環(huán)(PLL);
圖4示出圖3中所示的PLL的數(shù)學(xué)模型；
圖5示出積分濾波器；
圖6示出使用口Q調(diào)制器的分?jǐn)?shù)NPLL的一個(gè)實(shí)施例；
5圖7圖解支持直接調(diào)頻或調(diào)相的分?jǐn)?shù)NPLL的一個(gè)實(shí)施例； 圖8示出由支持直接調(diào)制的分?jǐn)?shù)N PLL產(chǎn)生的相位噪聲譜的圖表； 圖9示出圖解支持直接調(diào)制的分?jǐn)?shù)NPLL的PLL帶寬與調(diào)制準(zhǔn)確性之間的關(guān) 系的圖表；
圖10a示出壓控振蕩器(VCO)的詳細(xì)視圖10b示出包括用于支持線性調(diào)相/調(diào)頻的輔助端口的VCO儲(chǔ)能電路的一個(gè) 實(shí)施例；
圖11示出累積模式MOSFET器件的電容-電壓關(guān)系； 圖12示出來自背對(duì)背MOSFET器件的線性電容-電壓響應(yīng)； 圖13示出包括兩個(gè)用于支持直接調(diào)相/調(diào)頻的輔助端口的VCO儲(chǔ)能電路的一 個(gè)實(shí)施例；以及
圖14示出多模式調(diào)相/調(diào)頻器的一個(gè)實(shí)施例。
詳細(xì)說明
圖3是鎖相環(huán)(PLL) 305。 PLL 305包括壓控振蕩器(VCO) 310、反饋計(jì)數(shù) 器320、鑒相/頻器(P/FD) 330、電荷泵(CP) 340、以及積分濾波器(LPF) 350。 圖3的PLL 305的元件由圖4中示出的數(shù)學(xué)模型來描述。
PLL 305使用反饋來使得非常準(zhǔn)確的基準(zhǔn)信號(hào)與其輸出(RF)信號(hào)之間的相 位差最小化。如此，其產(chǎn)生由下式給出的頻率的輸出信號(hào)-
/pro = W，
其中/^是VCO310輸出信號(hào)的頻率，7V是反饋計(jì)數(shù)器320的值，而/朋f是基準(zhǔn)信 號(hào)的頻率。
VCO 310產(chǎn)生由控制電壓v^根據(jù)下式設(shè)定的頻率的輸出信號(hào)
;0) = ^ cos (6^ +《vc。 J"v欲,(0力)，
其中叫是VCO 310的自由振蕩頻率而《vc。是VCO 310的增益。增益iCvc。以下式描
述載波的過相位0>。 ,與控制電壓之間的關(guān)系
K》=尺咖' v ^ ，
其中/^。以rad/V (弧度/伏)計(jì)。VCO310驅(qū)動(dòng)反饋計(jì)數(shù)器320，后者簡單地將輸 出相位0。^除以W。
當(dāng)PLL 305被鎖定時(shí)，鑒相器330和電荷泵340生成與施加到鑒相器330的
6這兩個(gè)信號(hào)之間的相位差A(yù)0成比例的輸岀信號(hào)/c/)。該輸出信號(hào)/CT因此可被表達(dá) 為
其中《^以A/rad (安/弧度)計(jì)而A^以rad (弧度)計(jì)。
現(xiàn)在將注意力轉(zhuǎn)到圖5，其描繪了積分濾波器350的實(shí)現(xiàn)。積分濾波器350 包括電阻器^510以及電容器Q 520和C2 530。如圖所示，積分濾波器350如下 地將輸出信號(hào)/^變換成控制電壓 w:<formula>formula see original document page 7</formula>
其中已增加零點(diǎn)(例如在1/i ,C,處)以穩(wěn)定該二階系統(tǒng)，并且已納入電容器C2 530 以減少控制電壓v^/上的任何紋波。組合以上關(guān)系得到復(fù)合開環(huán)傳遞函數(shù)
其包括在原點(diǎn)處的兩個(gè)極點(diǎn)(由于VCO 310和積分濾波器350)。該系統(tǒng)的閉環(huán)
響應(yīng)為
— ， 2 + /iV(C, + C2) + ^&c。(鴻C(jī), +1)， 其包括該穩(wěn)定用零點(diǎn)和兩個(gè)復(fù)極點(diǎn)。式rW描述PLL 305對(duì)低噪聲基準(zhǔn)信號(hào)的響應(yīng)。
反饋計(jì)數(shù)器320的值W設(shè)定PLL 305的輸出頻率。其數(shù)字結(jié)構(gòu)將iV限制為整 數(shù)。結(jié)果，整數(shù)NPLL305的頻率分辨率(或即頻率步長)由/^f額定地設(shè)定。有 幸地，通過操縱W的值來產(chǎn)出非整數(shù)平均值就能顯著地減小有效頻率步長。這就 是關(guān)于圖6、 7和14描述的分?jǐn)?shù)NPLL的概念。
圖6是使用A2調(diào)制器660來發(fā)展W的非整數(shù)值的分?jǐn)?shù)N PLL 605。該AZ調(diào)制 器660有利地將(由反饋計(jì)數(shù)器620的變化的值創(chuàng)生的)寄生能量i^到更高頻以使 其能更有效地被積分濾波器650衰減。可以示出iV的有效值就是下式所描述的平 均值
<formula>formula see original document page 7</formula>
其中A^]是反饋計(jì)數(shù)器620的值序列。這展開為
其中A^是iV[x]的整數(shù)部分而"M是小數(shù)部分。AS調(diào)制器660生成序列"M，其滿足
■t=i =ft
其中A是分辨率為M的AS調(diào)制器660的輸入。在實(shí)踐中，AS調(diào)制器660的階數(shù)即
規(guī)定了 "M的范圍。
AS調(diào)制器660與其他噪聲源一起引入在PLL 605的輸出處出現(xiàn)的量化噪聲。
這些噪聲源全都取決于相關(guān)聯(lián)的傳遞函數(shù)不同地映射到PLL 605的輸出。隨基準(zhǔn)信
號(hào)被施加的噪聲受早前描述的傳遞函數(shù)影響。該傳遞函數(shù)由下式代表-玲)=_服/^0(^+1)_
一 Pm !c,C2 + +c2)+A:丄c。(鴻c!+1)，
其呈現(xiàn)出低通響應(yīng)。以上的傳遞函數(shù)類似地整形在反饋計(jì)數(shù)器620的輸出處的任何 噪聲。VCO610生成的噪聲受不同的傳遞函數(shù)作用
2 s 一 ？渾A "[豐+c2)+]+， 其呈現(xiàn)高通響應(yīng)。
在反饋計(jì)數(shù)器620的輸出處的噪聲由Ai:調(diào)制器660支配。其創(chuàng)生量化誤差約 等于土1/2 7V或即
A二
的偽隨機(jī)序列n[x]。由此得到，假定有均勻分布，則此誤差在dc (直流)到/kf/2 的頻率范圍上的量化噪聲譜密度由下式表達(dá)
= . 1
6#/艦
該量化噪聲有利地由丄階A2調(diào)制器660根據(jù)下式來整形
AS(z) = (l-r')'。
在PLL 605中，反饋計(jì)數(shù)器620充當(dāng)數(shù)字累加器并且減小AS調(diào)制器660的作用。 即，來自反饋計(jì)數(shù)器620的輸出相位取決于其前一輸出相位。因此反饋計(jì)數(shù)器620 的傳遞函數(shù)為
組合這些項(xiàng)表明反饋計(jì)數(shù)器620的輸出噪聲等于
"2(/) = eL(/)["S(/)f[P(/)f，
其產(chǎn)出
8<formula>formula see original document page 9</formula>
并且出現(xiàn)在PLL 605的由以上給出的傳遞函數(shù)r""所整形的輸出處。直接調(diào)相/調(diào) 頻會(huì)進(jìn)一步增大相位噪聲，因?yàn)轭~外噪聲源被增添到圖6的系統(tǒng)中。
圖7示出支持直接VCO調(diào)制的分?jǐn)?shù)N PLL 705。圖7的系統(tǒng)直接調(diào)制VCO 710 并且由此控制VCO710的頻率。為實(shí)現(xiàn)調(diào)相，調(diào)制信號(hào)PM(t)因此必須用下式來微 分(例如經(jīng)由微分器器件770):
這是由于以下基本關(guān)系:
>0)=》附0)]
柳=J/W
其示出頻率在時(shí)間上積分。
在VCO710的調(diào)頻(FM)端口處呈現(xiàn)的任何噪聲都會(huì)出現(xiàn)在PLL705的由以 下傳遞函數(shù)修飾的輸出(例如RF信號(hào))處
3 — /渾,C2+《豐+(:2)+/^^]+/^:,。
如圖8的圖表800所示，與FM信號(hào)VF^相關(guān)聯(lián)的任何噪聲都會(huì)增添到該系統(tǒng)上并
且增大相位噪聲譜。
PLL 705的反饋?zhàn)匀坏乜咕軐?duì)VCO710的直接調(diào)相/調(diào)頻。為避免此效應(yīng)，該 FM信號(hào)通過AS調(diào)制器760來向反饋計(jì)數(shù)器720施加。這理想地扣除了在VCO 710 處作用的調(diào)頻，如此使得計(jì)數(shù)器720的輸出僅代表RF載波頻率。
直接VCO調(diào)制要求對(duì)VCO 710的頻率近乎精確的控制。這是因?yàn)轭l率誤差 產(chǎn)生隨時(shí)間累積的相位偏離。有幸的是，PLL705的反饋幫助減小任何頻率誤差。 這是因?yàn)閂CO 710的輸出被PLL 705的反饋恰好驅(qū)動(dòng)到
人co =+ ^F ，
其實(shí)質(zhì)上也等于
其中v^是鑒相/頻器730產(chǎn)生的誤差信號(hào)，v;^是施加到VCO710的FM信號(hào)，而 ^TM是VCO710的與該FM信號(hào)相關(guān)聯(lián)的增益。因此，誤差信號(hào)v^補(bǔ)償落在積分 濾波器750的帶寬內(nèi)的任何VCO 710增益誤差。
在PLL 705的帶寬之外，反饋的作用減小。這使得將VCO 710的增益《,M("VCO增益/:w")設(shè)到其被設(shè)計(jì)的值成為關(guān)鍵。如圖9的圖表900所圖解的， 其也意味著越寬的帶寬能達(dá)成越好的調(diào)制準(zhǔn)確性。在EDGE發(fā)射系統(tǒng)中，調(diào)制準(zhǔn) 確性(使用誤差矢量幅度(EVM)來衡量的)隨著PLL 705的帶寬從25k增加到 75kHz而顯著地提高。
需要校準(zhǔn)來準(zhǔn)確地設(shè)置VCO增益Z^m。這可以通過按比例縮放FM信號(hào)(例 如在圖7中是縮放a倍)以補(bǔ)償VCO增益/Ow的變動(dòng)并藉此穩(wěn)定/^M印M乘積來完 成。理想情況下，VCO增益/^M應(yīng)被設(shè)低以使得來自FM信號(hào)的增添噪聲最小化。 這是因?yàn)閂CO增益尺/^放大與FM信號(hào)相關(guān)聯(lián)的增添噪聲(由于電路和量化效應(yīng) 而產(chǎn)生)。在實(shí)踐中，VCO增益&^不能被設(shè)得太低，因?yàn)榧扔芯€性性問題也有 FM信號(hào)振幅限制。
^FM印M乘積設(shè)定調(diào)頻的范圍。即，最大頻偏A/^^即為
A/隨"剛薩(^W)，
其中m似(印^代表該FM信號(hào)的峰值或振幅。 一般而言，合理性能所需要的A厶。x 約為該系統(tǒng)的碼率的4到5倍。
圖7中示出的用于多模式應(yīng)用的直接VCO調(diào)制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)是復(fù)雜的。其需要 能達(dá)成不同的A/^^范圍以及由此不同的《;^力w乘積的能力。在實(shí)踐中，VCO增益 /^M必須被設(shè)定為滿足所需要的最大A厶。;c，因?yàn)镕M信號(hào)振幅是受限的。這意味著 任何不同的i^似^M乘積皆是通過改變a并藉此按比例縮放FM信號(hào)來達(dá)成的。不 巧的是，按比例縮放(例如減小)FM信號(hào)的振幅可能增加圖7的系統(tǒng)中的增添噪 聲。這在碼率和A/^^顯著改變時(shí)可能是難以接受的。例如，GSM/EDGE的碼率是 270ksps，而WCDMA的碼率是3.84Msps，或即大出約14倍。
多模式VCO 710提供可選擇的增益/^M以最優(yōu)地容納不同的調(diào)頻范圍A/w。x。 這有利地允許FM信號(hào)的振幅逗留在接近其最大極限，而這使得添加噪聲最小化。
VCO710的詳細(xì)視圖在圖10a中示出。VCO710在以下頻率振蕩
<formula>formula see original document page 10</formula>
其是由圖10a中所示的LC儲(chǔ)能電路的諧振設(shè)定的，其中Ce《是等效旁路電容(包 括電容器C,和變?nèi)莨蹸2a-C2b加上任何寄生電容)。等效電容C還可包括用以細(xì) 分調(diào)諧范圍的粗調(diào)電容器(未示出)。變?nèi)莨蹸2 (示為C^和C2b)借助于控制信
號(hào)v^允許VCO 710被調(diào)諧到不同的射頻。
圖10b中示出的LC儲(chǔ)能電路包括用以支持線性調(diào)相/調(diào)頻的輔助端口。如圖11的圖表1100中所圖解的，該LC儲(chǔ)能電路使用累積模式MOSFET器件N3和 N4的電容來達(dá)成線性性態(tài)——即使這些器件顯示出突變響應(yīng)。累積模式MOSFET 器件在被施加低于閾值電壓^的柵-體電壓F(^時(shí)呈現(xiàn)低電容C^，而它們?cè)诒皇?加高于Kr的電壓時(shí)呈現(xiàn)高電容Q^。電容器C4a和C4b阻斷在VCO 710的輸出處 呈現(xiàn)的dc電平。電阻器Zl - Z2提供MOSFET器件N3和N4的柵極之間的某種隔 離。
施加到每個(gè)MOSFET器件N3-N4的柵-體電壓VGB取決于VCO 710的輸出 信號(hào)AsinoX、 FM信號(hào)vfm、以及存在于這些背對(duì)背器件的連接處的共模電壓Fcm。 VCO 710的對(duì)稱結(jié)構(gòu)意味著信號(hào)VLO+和VLO- VI和V2是用下式來微分的
其中^是每個(gè)正弦輸出的峰值信號(hào)并且是振蕩頻率。由此得到
& = ^ sin欣+ v剛-vcm禾口rc3 = -^ sin紐+ v剛_ vcm ，
其描述了施加到MOSFET器件M和M的柵-體電壓rGS。這兩個(gè)MOSFET器件
A^和A^在VCO710中背對(duì)背連接，因此它們個(gè)體的電容性態(tài)相反。
調(diào)制信號(hào)印m如下地影響MOSFET器件N3和N4。這些器件額定地呈現(xiàn)等于
下式的電容
隨著FM信號(hào)v;^正移，MOSFET器件A^和A^兩者都達(dá)到其最大電容值(^^，如 此使得在大約
的一段時(shí)間內(nèi)圖10b中的結(jié)構(gòu)呈現(xiàn)等于C,/2的電容。類似的響應(yīng)隨著FM信號(hào)負(fù) 移而發(fā)生，其結(jié)果使得圖10b中的結(jié)構(gòu)呈現(xiàn)等于C^"/2的電容。值得注意的是，圖 10b中的結(jié)構(gòu)使得累積模式MOSFET器件M和M的總響應(yīng)線性化以產(chǎn)出圖12中 所示的性態(tài)。
圖13描繪了 VCO710中的兩個(gè)輔助端口 (VFM1和VFM2)，其每一個(gè)支持 不同的調(diào)頻范圍A/^。如圖13中所示，該補(bǔ)充的輔助端口是通過簡單地向VC0710 的諧振儲(chǔ)能電路添加另一分支的累積模式MOSFET器件N5和N6而形成的。
如圖14中所圖解的，簡單的開關(guān)網(wǎng)1480使得FM信號(hào)能夠驅(qū)動(dòng)多模式VCO 1410?？杉{入一個(gè)或更多個(gè)濾波器1490以在FM信號(hào)被縮放a倍后對(duì)其進(jìn)行平滑， 以及衰減任何混疊信號(hào)。VCO 1410的每種模式皆需要校準(zhǔn)以準(zhǔn)確地操作。由于
=爿sin 禾口 = — sin欣，
11VCO增益^^在各個(gè)模式中是恒定的，因此校準(zhǔn)是將FM信號(hào)縮放"倍，其中對(duì) 每種模式應(yīng)用不同的"值。在理想情況下，圖14中圖解的系統(tǒng)對(duì)于不同的模式產(chǎn) 生類似的FM信號(hào)振幅，由此使得增添噪聲最小化。作為本發(fā)明的益處，多模式 VCO 1410使得直接VCO調(diào)制架構(gòu)能夠在極為不同的模式下達(dá)到嚴(yán)格的相位噪聲 和調(diào)制準(zhǔn)確性要求。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將容易認(rèn)識(shí)到，可在本發(fā)明、其使用以及其配置上作出眾多 變形和置換以達(dá)成與本文中所描述的實(shí)施例所達(dá)成的基本上相同的結(jié)果。相應(yīng)地， 并沒有要將本發(fā)明限定于所公開的示例性形式的意圖。許多變形、修改和替換構(gòu)造 都落入如權(quán)利要求書所表達(dá)的所公開的發(fā)明的范圍和精神內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種鎖相環(huán)模塊，包括多模式壓控振蕩器，用于生成頻率至少部分地由控制電壓決定的輸出信號(hào)，其中所述多模式壓控振蕩器是由在第一模式下操作期間的第一頻率增益以及在第二模式下操作期間的第二頻率增益來表征的；分頻器電路，用于對(duì)所述輸出信號(hào)進(jìn)行分頻以產(chǎn)生經(jīng)分頻信號(hào)；鑒相/頻器，其被設(shè)置以用于比較輸入基準(zhǔn)信號(hào)與所述經(jīng)分頻信號(hào)之間的相位并且用于產(chǎn)生至少一個(gè)相位誤差信號(hào)；電荷泵電路，用于響應(yīng)于所述至少一個(gè)相位誤差信號(hào)產(chǎn)生電荷泵信號(hào)；以及環(huán)路濾波器，其響應(yīng)于所述電荷泵信號(hào)產(chǎn)生所述控制電壓。
2. 如權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)模塊，其特征在于，還包括開關(guān)網(wǎng)，其作用于 在所述第一模式下操作期間向所述多模式壓控振蕩器的第一輸入端口發(fā)送第一信 號(hào)，并且在所述第二模式下操作期間向所述多模式壓控振蕩器的第二輸入端口發(fā)送 第二信號(hào)。
3. 如權(quán)利要求2所述的鎖相環(huán)模塊，其特征在于，還包括微分器器件，其作 用于向所述分頻器電路施加第三信號(hào)以對(duì)消所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)對(duì)所述 多模式壓控振蕩器的所述輸出信號(hào)的作用。
4. 如權(quán)利要求2所述的鎖相環(huán)模塊，其特征在于，還包括微分器器件，其作 用于以產(chǎn)生所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)。
5. 如權(quán)利要求4所述的鎖相環(huán)模塊，其特征在于，所述微分器器件包括增益 乘法器，其在所述第一模式下操作期間按第一值來比例縮放所述第一信號(hào)并且在所 述第二模式下操作期間按第二值來比例縮放所述第二信號(hào)。
6. —種多模式壓控振蕩器，包括 第一輸入端口； 第二輸入端口；以及LC儲(chǔ)能電路，其中所述LC儲(chǔ)能電路被配置成響應(yīng)于在所述第一輸入端口處 接收到的第一信號(hào)根據(jù)第一頻率增益操作，并且響應(yīng)于在所述第二輸入端口接收到 的第二信號(hào)根據(jù)第二頻率增益操作。
7. 如權(quán)利要求6所述的多模式壓控振蕩器，其特征在于，所述LC儲(chǔ)能電路包括連接到所述第一輸入端口的第一網(wǎng)絡(luò)，其中所述第一網(wǎng)絡(luò)包括被選定用于達(dá)成 所述第一頻率增益的第一多個(gè)元件。
8. 如權(quán)利要求7所述的多模式壓控振蕩器，其特征在于，所述LC儲(chǔ)能電路 包括連接到所述第二輸入端口的第二網(wǎng)絡(luò)，其中所述第二網(wǎng)絡(luò)包括被選定用于達(dá)成 所述第二頻率增益的第二多個(gè)元件。
9. 如權(quán)利要求8所述的多模式壓控振蕩器，其特征在于，所述多模式壓控振 蕩器被耦合到作用于產(chǎn)生所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)的微分器器件。
10. 如權(quán)利要求9所述的多模式壓控振蕩器，其特征在于，所述微分器器件 包括乘法器，其在第一模式下操作期間按第一值來比例縮放所述第一信號(hào)并且在第 二模式下操作期間按第二值來比例縮放所述第二信號(hào)。
11. 一種多模式調(diào)制裝置，包括鎖相環(huán)，其包括被配置成響應(yīng)于第一控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)第一頻率增益并且響應(yīng)于 第二控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)第二頻率增益的多模式壓控振蕩器；以及開關(guān)網(wǎng)，其被設(shè)置成在所述第一模式下操作期間生成所述第一控制信號(hào)并且 在第二模式下操作期間生成所述第二控制信號(hào)。
12. 如權(quán)利要求ll所述的裝置，其特征在于，所述多模式壓控振蕩器包括具 有第一輸入端口和第二輸入端口的LC儲(chǔ)能電路，所述LC儲(chǔ)能電路被配置成響應(yīng) 于在所述第一輸入端口處接收到的所述第一控制信號(hào)根據(jù)所述第一頻率增益操作， 并且響應(yīng)于在所述第二輸入端口接收到的所述第二控制信號(hào)根據(jù)所述第二頻率增 益操作。
13. 如權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，所述LC儲(chǔ)能電路包括連接到 所述第一輸入端口的第一網(wǎng)絡(luò)，其中所述第一網(wǎng)絡(luò)包括被選定用于達(dá)成所述第一頻 率增益的第一多個(gè)元件。
14. 如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，所述LC儲(chǔ)能電路包括連接到 所述第二輸入端口的第二網(wǎng)絡(luò)，其中所述第二網(wǎng)絡(luò)包括被選定用于達(dá)成所述第二頻 率增益的第二多個(gè)元件。
全文摘要
公開了用于多模式調(diào)相的系統(tǒng)。系統(tǒng)提供對(duì)多模式壓控振蕩器(VCO)的直接調(diào)制?？稍阪i相環(huán)(PLL)中使用分?jǐn)?shù)N計(jì)數(shù)器來合成射頻載波信號(hào)。該多模式VCO可由在第一模式下操作期間的第一頻率增益以及在第二模式下操作期間的第二頻率增益來表征，其中控制第一和第二操作模式的信號(hào)由控制電路提供。該控制電路可包括用于向VCO提供控制信號(hào)的開關(guān)。
文檔編號(hào)H03L7/06GK101496285SQ200780017737
公開日2009年7月29日 申請(qǐng)日期2007年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月16日
發(fā)明者D·科斯塔, J·B·喬伊, J·奧斯丁 申請(qǐng)人:巨杉通信公司