專利名稱：一種電調增益均衡器電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信系統(tǒng)中射頻技術設計領域，尤其涉及一種電調增益均衡器電路。
背景技術：
在目前的一些大功率、高增益功放鏈路，尤其是在前饋或AAP功放上，由于功放鏈路較長、所用腔殼較大，在批量生產時發(fā)現功放的增益波動容易受鏈路或腔殼變形的影響從而導致帶內增益平坦度變化較大，極大的影響了調試效率。如果能夠在鏈路上添加一個增益均衡器的電路，使得該電路在調試時，可以根據原帶內增益平坦度的狀況，改變增益均衡器的增益曲線，使其在一定頻段內產生一個相反的增益曲線，那么就可以達到補償帶內增益平坦度的效果。如圖1所示，在以頻率為橫坐標，增益為豎坐標的坐標軸中一共有三條曲線，其中，正斜率的曲線為功放曲線，功放的增益隨著頻率的升高而增大；均衡器曲線為需要添加的補償曲線，它的增益隨著頻率的升高而減小；如果將這兩個器件放在同一個射頻鏈路上的話，它的增益平坦度(即增益VS頻率曲線)就會變得平坦，成為“均衡后曲線”的水平直線狀態(tài)。例如，一個功放在930MHz、60MHz的增益平坦度是ldB，而且是正斜率曲線，那么如果在前面串接一個電調增益均衡器，使得該均衡器在930MHz、60MHz頻帶內的增益曲線是負斜率趨勢，且其帶內增益平坦度是-ldB，那么就可以使得整個射頻鏈路的增益大小在工作頻帶內保持一致，從而也就補償了增益平坦度?，F有技術中，為了補償增益平坦度，常采用傳統(tǒng)的鏈路匹配調試法。即在射頻鏈路上添加電容或電感，使得在不影響該鏈路其他射頻性能的前提下，改善其增益平坦度。但是采用這種方法，調試難度大，且一致性不好掌握，不能靈活應用。另外，申請?zhí)枮?00920057150. 0的申請文件公開了一種增益均衡器，這種均衡器采用耦合器，并在耦合器電路上加載適當的電阻電容，實現了頻率可調，衰減可調，達到了補償增益平坦度的效果。但是上述方案屬于非電調增益均衡器的電路，這種電路的缺點就是每次要改變補償曲線，就必須更新相應的電阻電容來對該均衡器重新進行調試，因此無論是在時間成本還是在材料成本上都很不劃算。而且，不管是使用傳統(tǒng)的鏈路匹配調試法或使用非電調的增益均衡器，要實現增益均衡的話，就必須通過烙鐵對電路進行焊接調試，操作起來非常麻煩。

發(fā)明內容
為解決上述問題，本發(fā)明提供一種電調增益均衡器電路，能夠通過電調來改變增益平坦度曲線，更好地補償增益平坦度。本發(fā)明的一種電調增益均衡器電路，包括電壓VCC、 ^ 4微帶線以及兩個變容二極管，所述J /4微帶線連接在RFin和RFout之間，所述電壓
VCC連接在所述i /4微帶線上，所述兩個變容二級管并聯(lián)在所述4 /4微帶線的末端并分別接地。本發(fā)明還提供另外一種電調增益均衡器電路，包括電壓VCC、Λ /4微帶線、變容二極管、電容以及電阻，所述ι 4微帶線連接在RFin和RFout之間，所述電壓VCC連接在所述1 /4微帶線上，所述電容和電阻串聯(lián)后與所述變容二極管并聯(lián)在所述4 /4微帶線的末端并分別接地。從以上方案可以看出，由于本發(fā)明為電調增益均衡器，工程師根據功放的增益曲線，只需要改變變容二極管的反向電壓，做出與之相反的增益曲線來進行補償，就可以達到均衡整個系統(tǒng)增益平坦度的效果，從而使得功放的增益在工作頻段內有著更好的一致性， 大量節(jié)省了調試時間。另外本發(fā)明的電路，不需要通過烙鐵對電路進行焊接調試，調試靈活，操作起來更加的簡潔方便，而且在一定程度上也降低了材料成本。


圖1為增益均衡器效果示意圖2為具體實施例一中的電調增益均衡器電路原理圖； 圖3為具體實施例二中的電調增益均衡器電路原理圖； 圖4為具體實施例三中的電調增益均衡器電路原理圖； 圖5為S21最大正斜率時相應的相位曲線； 圖6為S21最大正斜率時相應的Sll曲線； 圖7為S21最大負斜率時相應的相位曲線； 圖8為S21最大負斜率時相應的Sll曲線； 圖9為S21斜率為O時相應的相位曲線； 圖10為S21斜率為0時相應的Sll曲線。
具體實施例方式本發(fā)明提供一種電調增益均衡器電路，該電路能夠解決現有技術中在補償增益平坦度時無法電調改變從而導致調試難度大、成本高的問題。下面通過具體的實施例，對本發(fā)明的技術方案做進一步的描述。實施例一
如圖2所示，本發(fā)明的一種電調增益均衡器電路，包括電壓VCC ι 4微帶線以及兩個變容二極管，所述/4微帶線連接在RFin和RFout之間，所述電壓VCC連接在所述I /4 微帶線上，所述兩個變容二級管并聯(lián)在所述Λ /4微帶線的末端并分別接地。電壓VCC用于給焊接在ι /4微帶線上的兩個變容二極管提供反向電壓，；I /4微帶線用于提供90度的相移，而本電路選用變容二極管，則是利用了變容二極管的結電容會根據反向電壓的不同而在一定范圍內發(fā)生改變的特性。由于變容二極管本身存在引線電感，這樣的話，引線電感和結電容就可以構成一個串聯(lián)諧振電路，當電壓VCC提供的反向電壓變化，變容二極管的結電容就會跟著改變，這樣一來該變容二極管的諧振頻點也會發(fā)生變化。在；1 /4微帶線的設計上，對微帶線的走向和阻抗沒有什么硬性的要求，但是其移相的幅度必須在90度左右，變容二極管的選型跟該電路的使用頻段有關，還可以根據需要在微帶線上稍微移動其中一個變容二極管的位置以改變電路諧振點的范圍。本電路的具體工作原理描述如下電路的射頻信號從RFin端口輸入，從RFout端口輸出，在4 4微帶線那個單元的電路(包括Λ /4微帶線、變容二極管Vl和V2)在某個頻點上產生蓓振，由于是串聯(lián)諧振，因此屬于直通現象，等效于直接接地短路，因而射頻信號產生全反射，再重新從< 4微帶線末端返回走向RFout端口，由于射頻信號又走;il < 4 微帶線的距離，因而其相位又滯后90度，因此從分岔口等效進去的話，其阻抗在smith圓圖上由短路點轉向了開路點，由于器件特性，這開路并不是理想的開路點，這樣在主通路(即 RFin-RFout通路)上的阻抗只有略微改變，剛好就是利用這略微的改變來改變端口 RFin 的反射特性，從而影響這個通路的直通特性。由于諧振點的存在，在諧振點的兩旁，不同的頻點反射特性不一樣，因而其直通損耗也不一樣，正是這一點不一樣才產生了在工作頻段內增益大小不一樣。因此本發(fā)明的電路，只需要通過改變變容二極管的反向電壓，就可以改變諧振點的位置，進而就可以根據需要改變整個電路的“增益VS頻率”曲線，補償增益平坦度，達到均衡整個系統(tǒng)增益平坦度的效果。實施例二
本實施例與上述實施例一的不同之處主要在于，本實施例中用一個電容和電阻的串聯(lián)電路代替實施例一中的其中一個變容二極管。如圖3所示，本實施例的一種電調增益均衡器電路中包括電壓VCC、J /4微帶線、變容二極管、電容以及電阻，所述Λ /4微帶線連接在 RFin和RFout之間，所述電壓VCC連接在所辻^ /4微帶線上，所述電容和電阻串聯(lián)后與所述變容二極管并聯(lián)在所述2 /4微帶線的末端并分別接地。所述電壓VCC給所述變容二極管提供反向電壓，根據功放的增益曲線，當改變所述反向電壓時，諧振頻點的位置發(fā)生變化從而得到補償的增益曲線。實施例三
作為一個優(yōu)選的實施例，本發(fā)明的電調增益均衡器電路，在實施例一或實施例二的基礎上，還可以增加一些其他的器件。如圖4所示，在實施例一中的電路基礎上(當然也可以以實施例二為基礎添加下述的器件)，當實施例一中所選取的變容二極管的諧振頻率太高， 沒有落在我們所需的工作頻段內的話，這時候需要在每個變容二極管的后面串聯(lián)上一定感值的電感(見圖4中的Ll和L2，如果電路中只有一個變容二極管，則只需一個Ll即可)，即本發(fā)明的電路，還可以包括電感，所述電感串接在所述變容二極管與接地裝置之間，以使得變容二極管的諧振范圍向低頻移動。作為一個較好的實施例，本發(fā)明的電調增益均衡器電路，還可以包括一個電阻R1， 該電阻Rl串接在所述2 /4微帶線與所述電壓VCC之間。Rl的主要作用是使得電壓VCC 通過該電阻才能給焊接在1 /4微帶線上的變容二極管提供反向電壓，但是該電阻Rl的阻值必須較大，最好是在IkQ以上，這樣才會使得I /4微帶線上的射頻信號不會泄露到電壓 VCC的供電線路上。另外，本發(fā)明的電路中還可以包括兩個電容Cl和C2，其中一個電容(Cl)串接在
RFin端口和1 /4微帶線之間，而另外一個電容(C2)則串接在A /4微帶線和RFout之間。
Cl、C2為隔直電容，具有通交流，阻直流的功能，電容容值大小的選取與工作頻段有關。本
5實施例中的兩個電容的作用是為了防止電壓VCC直通到輸入和輸出的兩個端口 RFin和 RFout，因為如果電壓直通過去的話有可能會對該電路以外的器件造成損壞。以上較為詳細的描述了本發(fā)明電路的工作原理，在具體頻段需要對;J /4微帶線進行相應的設計，并選取不同的變容二極管，結合PCB的layout板圖以及與變容二極管位置，或者對串并聯(lián)的電阻、電容、電感進行調試。因此，在869 894MHz、925 960MHz、 1805 1880ΜΗζ、1930 1990ΜΗζ、211(Γ2170ΜΗζ 等頻段上的電路，PCB 的 layout 確定的條件下，上述的變容二極管、電阻、電容以及電感根據實際情況進行調試來最終確定選取。利用以上原理，我們對PCB進行合理的布局以及對各器件進行正確的選取，對 869^2170MHz各個應用頻段上進行優(yōu)化調試，使得在相應頻段內的帶內增益平坦度基本上能在士0. 5dB以上，在降成本前提下，滿足了普通功放設計鏈路中的帶內增益平坦度補償的需要。下面以在211(Γ2170ΜΗζ頻段上進行調試后的測試結果為例進行補充說明，在其他頻段上的測試結果基本相同。圖5為S21最大正斜率時相應的相位曲線，圖6為S21最大正斜率時相應的Sll曲線。圖5和圖6的上半部分為本發(fā)明電路在211(Γ2170ΜΗζ頻段內的增益曲線，可見圖5的增益曲線為斜向上的正斜率曲線，它們表示在這個頻段內所能調節(jié)的最大增益范圍。每條
曲線都有三個 marker 點-211 OMHz、2140MHz、2170MHz，如在圖 5 中，211 OMHz 這個 marker
點(圖中標號1)的增益是-2. IdB, 2140MHz這個marker點(圖中標號3)的增益是-1. 7dB， 2170MHz這個marker點(圖中標號2)的增益是-1. 4dB ；可見2170MHz的增益要比2110MHz 增益大0. 7dB，而且整個曲線基本上是直線，是屬于正斜率曲線，因此它就能補償功放增益是負斜率、增益不平度在0. 7dB以內的增益曲線。圖5中下半部分的曲線為在相應狀態(tài)下的相位曲線。在調節(jié)的過程中，射頻信號在整個頻段的相位不能有太大的扭曲，要不然會對信號的性能有所影響，而圖5中的相位不平坦度都是在2度以內，對信號指標是毫無影響的。圖6下半部分是相應的回波損耗，從圖中的marker點可以看出，其回波損耗Sll在三種極限狀態(tài)下的值都保持在_15dB以下。圖7為S21最大負斜率時相應的相位曲線，圖8為S21最大負斜率時相應的Sll 曲線；從圖7和圖8上半部分的增益曲線可以看出它們是斜向下的負斜率曲線，因此它們能夠補償正斜率、增益不平度在士0. 5dB以內的增益曲線。圖9為S21斜率為0時相應的相位曲線，圖10為S21斜率為0時相應的Sll曲線；從圖9和圖10中上半部分的增益曲線可以看出它們是接近直線的一條斜率為0的曲線，因此它們能夠對應的補償0斜率、增益不平度在士0. 5dB以內的功放增益曲線。另外從圖7和圖9的下半部分可以看出，它們的相位不平坦度也都是在2度以內， 對信號指標也是毫無影響的。而從圖8和圖10的下半部分相應的回波損耗曲線可以看出， 其回波損耗Sll在三種極限狀態(tài)下的值也都保持在_15dB以下。本發(fā)明的電調增益均衡器電路，主要應用于無線移動通信領域的直放站和基站功率放大器等通信設備，尤其適合射頻鏈路較長，調試帶內增益平坦度以及批量生產時增益平坦度指標難以保持一致的復雜的功放系統(tǒng)。從以上幾個實施例可以看出，由于本發(fā)明的均衡器主要是采用了變容二極管，利用變容二極管的電抗隨著反向電壓的改變而改變該電路的性能，從而實現了增益平坦度曲線可以通過電調改變的目的，使功放的增益在工作頻段內有著更好的一致性，大量節(jié)省了調節(jié)增益平坦度這個指標所帶來的調試時間。而且本發(fā)明的電路，不需要通過烙鐵對電路進行焊接調試，只需要改變變容二極管的反向電壓，就可以調試出在一定頻率范圍內所需要的增益均衡曲線，調試靈活，操作起來更加的簡潔方便，在一定程度上也降低了材料成本。 以上所述的本發(fā)明實施方式，并不構成對本發(fā)明保護范圍的限定。任何在本發(fā)明的精神和原則之內所作的修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的權利要求保護范圍之內。
權利要求
1.一種電調增益均衡器電路，其特征在于，包括電壓VCC、 /4微帶線以及兩個變容二極管，所述Λ /4微帶線連接在RFin和RFout之間，所述電壓 VCC連接在所述i /4微帶線上，所述兩個變容二級管并聯(lián)在所辻^ /4微帶線的末端并分別接地。
2.一種電調増益均衡器電路，其特征在于，包括電壓VCC、..？ /4微帶線、變容二極管、電容以及電阻，所述〗/4微帶線連接在RFin和RFout之間，所述電壓VCC連接在所述 /4 微帶線上，所述電容和電阻串聯(lián)后與所述變容二極管并聯(lián)在所述Λ /4微帶線的末端并分別接地。
3.根據權利要求1或2所述的電調增益均衡器電路，其特征在于，還包括電感，所述電感串接在所述變容二極管與接地裝置之間。
4.根據權利要求1或2所述的電調增益均衡器電路，其特征在于，還包括電阻，所述電阻串接在所辻i 4微帶線與所述電壓VCC之間。
5.根據權利要求4所述的電調增益均衡器電路，其特征在于，所述電阻的阻值至少1kQ。
6.根據權利要求4所述的電調增益均衡器電路，其特征在于，還包括兩個電容，所述兩個電容分別串接在所述RFin和/I /4微帶線之間以及所述Λ /4微帶線和RFout之間。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電調增益均衡器電路，以解決現有技術中在補償增益平坦度時無法電調改變從而導致調試難度大、成本高的問題。本發(fā)明的電調增益均衡器電路，包括電壓VCC、/4微帶線以及兩個變容二極管，/4微帶線連接在RFin和RFout之間，電壓VCC連接在/4微帶線上，兩個變容二極管并聯(lián)在/4微帶線的末端并分別接地。由于本發(fā)明的均衡器電路采用了變容二極管，利用變容二極管的電抗隨著反向電壓的改變而改變該電路的性能，實現了增益平坦度曲線可以通過電調改變的目的，調試靈活，而且節(jié)省時間成本和材料成本。
文檔編號H03G3/20GK102185574SQ20111005800
公開日2011年9月14日 申請日期2011年3月11日 優(yōu)先權日2011年3月11日
發(fā)明者李合理, 李鋼, 陳智勇 申請人:京信通信系統(tǒng)(中國)有限公司