專利名稱：使差分I/Q信號不重疊的低1/f噪聲本機振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，更具體地，涉及本機振蕩器信號。
背景技術(shù)：
圖1示出了傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換或零差射頻(RF)接收器100，該接收器還可以是外差 且優(yōu)選地可以是低IF外差接收器。天線10將射頻電磁(EM)波轉(zhuǎn)換成RF信號，其中，通過RF帶通濾波器(BPF) 12對 該RF信號進行濾波。然后，低噪聲放大器(LNA) 14放大濾波后的信號，以增大RF信號的強 度并減小RF接收器100的噪聲系數(shù)。接著將經(jīng)LNA放大后的信號輸入到由虛線表示的變頻 器，以使用混頻器16A、16B下變頻至基帶信號、以及由所謂的本機振蕩器(LO) 18和90度相 移器(未示出)生成的正交信號(即，同相⑴信號和正交(Q)信號)。每個混頻器16A、 16B都將在其RF輸入端處的經(jīng)LNA放大后的信號乘以由LO 18輸入的、在其LO輸入端處提 供的周期性信號，所得到的信號被調(diào)諧至期望RF信號的載頻。在由相應增益控制IF放大器 22A、22B放大前，在每個混頻器16A、16B的IF輸出端處所獲得的每個下變頻信號(也稱為 中頻信號)分別由低通IF濾波器20A、20B濾波。通常，將IF濾波器20A、20B及其相應的 IF放大器22A、22B組合成由虛線表示的單個構(gòu)件。然后，通過相應的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 24A、 24B將每個進行了 IF放大后的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，然后通過數(shù)字基帶(BB)處理器 26對該數(shù)字信號解調(diào)?？梢允褂脦追N類型的混頻器。然而，當混頻器16A、16B是不平衡的或是單平衡的 而不是雙平衡的時，用于生成I/Q LO信號的CMOS分頻器在各混頻器輸出端處產(chǎn)生大量1/ f噪聲，并且這在零IF或近零IF接收器的情況下尤其有害。該問題源于以下事實L0信號 發(fā)生器包括MOS晶體管，已知該MOS晶體管的部件產(chǎn)生Ι/f噪聲。這導致由CMOS分頻器生 成并接著由LO緩沖器放大的I/Q LO信號的占空比和脈沖位置較慢地隨機波動。實際上， 小部分的差分I/Q LO信號由于通過混頻器晶體管附近的寄生電容產(chǎn)生的串擾而在混頻器 16A、16B的RF輸入端處終止。理想地，這些信號的基波含量完全地抵消。然而，在占空比和 脈沖位置的波動和/或靜態(tài)差(static difference)的情況下，剩余的一小部分將保留在 混頻器16A、16B的RF輸入端處，并且將下混頻至IF(自混頻)。占空因數(shù)和脈沖位置的靜 態(tài)互偏差會導致在混頻器16A、16B的IF輸出端處產(chǎn)生DC分量。然而，所述偏差不是靜態(tài) 的，而是由于Ι/f噪聲而隨時間變化，以致于IF信號被Ι/f噪聲污染。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種能夠生成不重疊的差分I/Q信號的低Ι/f噪聲 本機振蕩器。該目的是通過如權(quán)利要求1所述的電路設(shè)備、如權(quán)利要求6所述的本機振蕩器、如 權(quán)利要求7所述的無線電接收器、如權(quán)利要求8所述的方法、如權(quán)利要求10所述的計算機 程序、和如權(quán)利要求11和12所述的集成電路來實現(xiàn)的。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于生成不受Ι/f噪聲影響的不重疊信號的電路設(shè)備， 該電路設(shè)備包括先斷后合電路，用于生成不重疊信號，不重疊信號中的每一個均具有后續(xù)相位 (subsequent phase)禾口占空t匕；多個檢測器，用于分別測量所述占空比；多個差分放大器，用于分別確定對應于兩個后續(xù)相位的所述占空比的差，以及在 輸出中提供該比較的結(jié)果；多個緩沖器，用于基于與兩個后續(xù)相位中的第一相位相對應的結(jié)果，使所述差等于零。由此，由檢測器和用于將其輸出反饋至相應緩沖器的差分放大器的結(jié)合組成的反 饋環(huán)路允許信號具有恒定且彼此相等的占空比。此外，可以通過先斷后合電路引入界限分 明且彼此相等的不重疊延遲，從而先斷后合電路和反饋環(huán)的共同作用允許不重疊的信號不 僅具有恒定且彼此相等的占空比、而且還具有固定且界限分明的相對位置。此外，每個緩沖器均可以具有邏輯閾值，其中，基于由相應差分放大器輸出并且對 應于兩個后續(xù)相位中的第一相位的結(jié)果來調(diào)節(jié)該閾值。由此，緩沖器的切換時刻可以改變， 從而還可以調(diào)節(jié)相應緩沖器的輸出信號的占空比。此外，由相應的差分放大器輸出的結(jié)果可以為電流的形式。由此，可以建立驅(qū)動相 應緩沖器的級或門(gate)的輸出電阻兩端的電壓。另外，先斷后合電路可以包括多個與非(NAND)門，每個與非門對應于后續(xù)相位的 相位。由此，界限分明且彼此相等的不重疊延遲可以是每個與非門的門延遲。此外，每個檢測器均可以是低通濾波器。由此，所測量出的或檢測到的占空比可以 是低頻信號。本發(fā)明還延伸到用于生成驅(qū)動信號的本機振蕩器，該本機振蕩器包括前述的電路 設(shè)備。本發(fā)明還延伸到至少包括多個混頻器的無線電接收器，這些混頻器由前述本機振 蕩器所生成的驅(qū)動信號來驅(qū)動。根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于生成不受Ι/f噪聲影響的不重疊信號的方法，該方 法包括以下步驟生成不重疊信號，不重疊信號中的每個信號均具有后續(xù)相位和占空比；分別測量所述占空比；分別確定對應于兩個后續(xù)相位的所述占空比的差；在輸出中提供該比較的結(jié)果；基于對應于兩個后續(xù)相位中的第一相位的結(jié)果，使所述差等于零。另外，使所述差等于零的步驟包括基于由相應的差分放大器輸出并且對應于兩 個后續(xù)相位中的第一相位的結(jié)果，來調(diào)節(jié)邏輯閾值。當在計算機上運行計算機程序時，可以通過包括程序代碼裝置的該計算機程序來 執(zhí)行前述方法的各步驟。本發(fā)明還延伸到包括前述的電路設(shè)備(300)或前述的本機振蕩器 (18)的集成電路。


根據(jù)下文中所述的實施例，本發(fā)明的這些和其他方面和優(yōu)點顯而易見，并且參考 這些實施例來說明這些和其他方面和優(yōu)點。在附圖中圖1示出傳統(tǒng)RF接收器的框圖；圖2示出圖1的RF接收器的示例性前端的框圖，其中，兩個混頻器都是單平衡無 源CMOS混頻器；圖3示出根據(jù)關(guān)系式A= (2/π) *sin (Ji^dc)的IVpp振幅二進制信號的基波(或 一次諧波)振幅A與其占空比dc之間的關(guān)系曲線的示圖；圖4示出根據(jù)本發(fā)明實施例的用于生成不重疊差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、 L0_270的電路設(shè)備的框圖；圖5示出針對具有非零上升時間和下降時間的緩沖器示出其邏輯閾值(LT)電平 的偏移影響或在該緩沖器的切換時刻其輸入電壓Vin的等效偏移的時序圖；以及圖6示出在輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270重疊的情況下圖4的電路設(shè)備 的輸入信號 in_0、in_90、in_180、in_270 和差分 I/Q 信號 L0_0、L0_90、L0_180、L0_270 的波形。
具體實施例方式圖2是出了圖1的RF接收器100的示例性前端200，其中，兩個混頻器16A、16B均 是單平衡無源CMOS混頻器。兩個混頻器16A、16B 一起構(gòu)成半復(half-complex)混頻器，其將復平衡LO信號 與實非平衡RF信號混合在一起。第一混頻器16A是同相混頻器，其包括耦接至跨阻抗放大 器TISl的開關(guān)單元SWC1，并且提供IF信號的同相分量IFI。第二混頻器16B是正交混頻 器，其包括耦接至跨阻抗放大器TIS2的開關(guān)單元SWC2，并且提供IF信號的正交分量IFQ。 每個跨阻抗放大器TIS 1、TIS2具有非反相輸入端“ + ”和反相輸入端“-”。開關(guān)單元SWCl 和SWC2分別包括晶體管(Mil, M12)和(M21，M22)中的至少一對，其可以例如是閘控開關(guān) 器件，諸如場效應晶體管(FET)。晶體管對(M11，M12)由各自具有0°和180°相位的同相 (I)信號對(即，非反相的同相信號L0_0和反相的同相信號L0_180)直接驅(qū)動。晶體管對 (M21,M22)由各自具有90°和270°相位的正交(Q)信號對(即，非反相的正交信號L0_90 和反相的正交信號L0_270)直接驅(qū)動。對這些差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270 的占空比進行選擇，以使它們不重疊。也就是說，由于兩個以上的晶體管同時導通會導致跨 阻抗放大器TIS1、TIS2的嚴重噪聲增強，因此，將按照在任何時間都僅有一個晶體管(例 如，Mil)導通、其他晶體管(即，M12、M21、M22)截止的這種方式確定晶體管M11-M22的開 關(guān)序列。因此，每個差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270的占空比都不應超過25%。圖3披露了根據(jù)關(guān)系式A= (2/π) *sin (Ji^dc)的IVpp振幅二進制信號的基波 (或一次諧波)振幅A與其占空比dc之間的關(guān)系曲線。因此，可以觀察出，曲線的斜率在25%占空比附近非常隨，以致于由于Ι/f噪聲而 導致的占空比變化將導致大的振幅變化。四個差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270 的這些不相關(guān)振幅變化將導致在混頻器16A、16B的RF輸入端處的四個串音信號不完全抵 消。相反，由于在50%占空比處曲線的切線是近似水平的，因此，在占空比為50%的情況下，這些占空比幾乎無變化。然而，在脈沖位置變化的情況下，在占空比為約50%時仍然會 出現(xiàn)不完全抵消。然而，與具有50%占空比的信號相比，具有25%占空比的信號具有可以用在不具 有LNA的I/Q接收器中的優(yōu)點。在存在LNA時，它們還具有該LNA僅需要具有一個電流輸 出的優(yōu)點，而在具有50%占空比的情況下需要兩個電流輸出，以避免任何跨阻抗放大器噪
聲增強。圖4示出根據(jù)本發(fā)明實施例的用于生成不重疊的差分I/Q信號L0_0、L0_90、 L0_180、L0_270 的電路設(shè)備 300。該電路設(shè)備300包括輸入緩沖器30A-30D、先斷后合(BBM)電路、輸出緩沖器 34A-34D、占空比檢測器36A-36D和差分放大器38A-38D。每個輸入緩沖器30A-30D被輸入 了相應的差分I/Q信號L0I+、L0Q+、L0I-、L0Q-(每一個均具有相應的相位0°、90°、180° 和270°，以及在不重疊的情況下具有小于25%的占空比，而在稍微重疊的情況(優(yōu)選的情 況)下具有稍大于25%的占空比)，并且可以例如包括諸如CMOS反相器的串聯(lián)(tapered) 緩沖器或反相器鏈。每個輸出緩沖器34A-34D都可以包括串聯(lián)反相器鏈，并且允許通過在 混頻器16A、16B的對應LO輸入端處輸出相應的驅(qū)動信號(即，相應的差分I/Q信號L0_0、 L0_90、L0_180、L0_270)，來直接驅(qū)動諸如圖2所示的相應晶體管M11-M22。BBM電路具有四 個輸入端(每個輸入端分別被提供有輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270，并且耦接至相 應輸入緩沖器30A-30D的輸出端)和四個輸出端(每個輸出端均分別提供輸出信號outj)、 out_90、out_180、out_270,并且耦接至相應輸出緩沖器34A-34D的輸入端)。該BBM電路 包括與差分LO I/Q信號LOI+, LOQ+、L0I-、LOQ- 一樣多的與非門，即四個與非門32A-32D。 此外，由于存在關(guān)于差分L0I/Q信號L0I+、L0Q+、L0I-、L0Q-的先前信息，因此，按照完全成 熟的通用BBM電路情況中的要求，可以使用2輸入與非門，而不是4輸入與非門。相比較而 言，2輸入與非門32A-32D的使用具有使BBM電路更簡化且更快速的優(yōu)點。例如，使用相應 的占空比檢測器36A-36D (諸如，一階低通濾波器)來確定每個差分I/Q信號L0_0、L0_90、 L0_180、L0_270的占空比，其中，占空比檢測器將所檢測到的占空比轉(zhuǎn)換成低頻信號，然后 將低頻信號提供給相應的差分放大器38A、38B、38C、38D。為了這樣做，按照在檢測到對應 于兩個后續(xù)LO相位(即，270°和0°、0°和90°、90°和180°、或180°和270° )的占 空比的差Δ時通過相應差分放大器38A-38D確定該差Δ的這種方式，每個占空比檢測器 36A-36D的輸入端連接至相應輸出緩沖器34A-34D的輸出端(即，連接至混頻器16Α、16Β 的相應LO輸入端)，以及其輸出端共同連接至一對隨后的差分放大器38A-38B、38B-38C、 38C-38D、38D-38A的輸入端。每個差分放大器38A-38D均被配置為具有電流輸出LT_0、 LT_90、LT_180、LT_270，其接著被反饋至對應于第一 LO相位的輸入緩沖器30A-30D的輸入 端，以調(diào)節(jié)差分放大器的邏輯閾值(LT)電平并使差Δ等于零。實際上，差分放大器38A-38D 的輸出電流建立了驅(qū)動相應輸入緩沖器30A-30D的級或門的輸出電阻兩端的電壓。如圖5 所示，其中，緩沖器的輸入電壓Vin具有非零上升時間和下降時間，該建立的電壓導致其輸 入電壓Vin向下偏移了一定量(從①到②)，而沒有使其LT電平移位。從另一觀點，這還可 以解釋為其LT電平從①到②向上移位了前述的相同量，而沒有使其輸入電壓偏移。在兩種 情況下，單獨使輸入電壓Vin偏移或者單獨使LT電平移位都導致切換時刻t’和t”從①變 為②，從而可以調(diào)節(jié)差分LO 1/0信號11)1+、11)0+、11)1-、11)0-的占空比。因此，BBM電路的輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270可以具有相對于差分LO I/Q信號L0I+、L0Q+、L0I_、 LOQ-進行了調(diào)節(jié)后的占空比值。應注意，還可通過串聯(lián)電阻器實現(xiàn)差分放大器38A-38D的輸出端與對應的輸入緩 沖器30A-30D之間的連接，以減少電容性負載。此外，在輸入緩沖器30A-30D由串聯(lián)的緩沖 器或反相器鏈形成的情況下，電流輸出優(yōu)選地連接至該鏈的最左邊輸入端，以通過這樣增 大總的環(huán)路增益來最大化相應差分放大器38A-38D的效果，其又適合于進行大Ι/f噪聲抑 制和靜態(tài)定時誤差校正。圖6示出在輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270重疊的情況下圖4的電路設(shè)備 的輸入信號 in_0、in_90、in_180、in_270 和差分 I/Q 信號 L0_0、L0_90、L0_180、L0_270 的波形。為了清楚的原因，假設(shè)輸入緩沖器30A-30D和輸出緩沖器34A-34D無延遲，這是 因為其門延遲對于BBM電路的操作而言不重要，從而直接驅(qū)動圖2的相應晶體管M11-M22 的差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270呈現(xiàn)與BBM電路的輸出信號out_0、out_90、 out_180、out_270相同但反相的波形。符號td代表每個與非門32A-32D的門延遲，以及w 代表每個差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270的脈沖寬度，即占空比與周期的乘積。從圖6可以看出，門延遲td還確定差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270對應 于給定LO相位的后沿與差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270對應于下一 LO相位的 前沿之間的精確間隙。實際上在輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270重疊了等于或大于 門延遲td的量的情況下，門延遲td確定差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270不重疊 的時間間隔。當輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270不重疊或重疊小于門延遲td的量時， BBM電路除添加了由自身強加的一些延遲外，沒有修改差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、 L0_270。此外，可以觀察出，只要輸入信號in_0、in_90、in_180、in_270重疊，則僅其后沿 的位置影響差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270,而與其前沿的位置無關(guān)。例如，如 果輸入信號in_90的后沿由于對輸入緩沖器30B的LT電平施加作用而右移，則差分I/Q 信號L0_90的后沿也右移，從而增大其占空比。而該后沿的偏移位置將移向差分I/Q信號 L0_180的前沿的右邊，從而減小其占空比。在該實例中，這就是確定與這對LO相位90。和 180。相對應的占空比差Δ的差分放大器38C通過其輸出端調(diào)整對應于LO相位90。(即， 對應于在從這對LO相位90。和180。產(chǎn)生的兩個相位之中的第一 LO相位)的輸入緩沖器 30Β的原因。該特定實例更普遍地應用于其他后續(xù)LO相位(270。，0。)、(0。，90。)、(180。， 270° )。實際上，改變圖4的電路設(shè)備300中的輸入緩沖器30A-30D的LT電平使得保證 了每個差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270的脈沖寬度w恒定且彼此相等，因此，其 占空比恒定且彼此相等。此外，結(jié)合通過其與非門32A-32D提供界限分明且彼此相等的不 重疊延遲td的BBM電路，例如，當信號in_0、in_90、in_180、in_270重疊并且施加于BBM電 路的輸入端處時，電路設(shè)備300保證了差分I/Q信號L00、L0 90、L0_180、L0 270的相對正 交位置也界限分明且固定。實際上，從圖6可以看出，在隨后的兩個差分I/Q信號的對應沿 之間(S卩，在 L0_0 與 L0_90、L0_90 和 L0_180、L0_180 與 L0_270、L0_270 與 L0_0 之間的距 離等于(w+td)，以使如果T代表LO周期，則T = 4* (w+td)，并且可以將脈沖寬度w定義為與 (T/4-td)彼此相等.
因此，占空比檢測器36A-36D與差分放大器38A-38D (其被配置為具有被反饋至相 應輸入緩沖器30A-30D的輸入端的電流輸出LT_0、LT_90、LT_180、LT_270)的結(jié)合構(gòu)成每 個LO相位0°、90°、180°、270°的反饋環(huán)路，并且BBM電路與反饋環(huán)路的共同作用產(chǎn)生 了四個占空比恒定且彼此相等以及相對位置固定且界限明確的不重疊的輸出信號out_0、 out_90、out_180、out_270。如上所述，四個不重疊的差分 I/Q 信號 L0_0、L0_90、L0_180、 L0_270還呈現(xiàn)了與輸出信號out_0、out_90、out_180、out_270相同但反相的波形，即，它們 也具有恒定且彼此相等的占空比以及固定且界限分明的相對位置。因此，電路設(shè)備300在 作為本機振蕩器應用時可以提供具有Ι/f噪聲而不具有任何DC分量的、不受污染影響的IF 信號。已就單個RF接收器管的情況描述了本發(fā)明的實施例。在另一實施例中，可以使用 多個RF接收器管，例如通過位于每個輸入緩沖器30A-30D的輸入端處的與非門來進行選擇。針對這種電路設(shè)備300而構(gòu)想出的應用包括任意無線電接收器，并且具體地包括 多帶/多模式/多標準無線電接收器、軟件定義的無線電(SDR)接收器、用于廣播的無線電 接收器、用于蜂窩式應用(GSM、EDGE、UMTS、4G)和連接性應用(WPAN、BlueTooth、WLAN)的 無線電接收器、共存應用等。綜上，已描述了用于生成不重疊且不受1/F噪聲影響的信號的電路設(shè)備300。先 斷后合(BBM)電路確保了用于驅(qū)動RF接收器200中的混頻器16A、16B的晶體管M11、M12、 M21、M22的差分I/Q信號L0_0、L0_90、L0_180、L0_270是不重疊的，這是因為在任何時間 這些晶體管之中只有一個導通。測量每個驅(qū)動信號的占空比，并且通過相應的差分放大器 38A-38D來確定對應于兩個后續(xù)LO相位的占空比的差Δ。每個差分放大器都被配置為具 有電流輸出LT_0、LT_90、LT_180、LT_270，其接著被反饋至對應于第一 LO相位的輸入緩沖 器30A-30D的輸入端，以調(diào)節(jié)其邏輯閾值(LT)電平并使差Δ等于零。由此，BBM電路和反 饋環(huán)路的共同作用產(chǎn)生了占空比恒定且彼此相等以及相對位置固定且界限分明的四個不 重疊的差分 I/Q 信號 L0_0、L0_90、L0_180、L0_270。盡管已在附圖和以上描述中詳細說明并描述了本發(fā)明，但是這樣的說明和描述被 認為是說明性或示例性的，而不是限制性的，本發(fā)明并不限于所公開的實施例。根據(jù)對附圖、公開和所附權(quán)利要求的研究，本領(lǐng)域的技術(shù)人員在實施要求保護的 發(fā)明時，可以理解并實現(xiàn)對所披露的實施例的其他變型。在權(quán)利要求書中，詞“包括”不排除其他元件或步驟，以及不定冠詞“一個”不排除 多個。單個或其他單元可實現(xiàn)權(quán)利要求中所述的幾個術(shù)語的功能。在彼此不同的從屬權(quán)利 要求中敘述了一些測量的僅有事實不表明不能使用這些測量的結(jié)合來獲得優(yōu)點?？蓪⒂嬎銠C程序存儲/分布在適當介質(zhì)(諸如，與其他硬件一起或作為其他硬件 的一部分提供的光學存儲介質(zhì)或固態(tài)介質(zhì))上，但還可以其他形式進行分布，諸如，經(jīng)由互 聯(lián)網(wǎng)或者其他有線或無線電信系統(tǒng)。最后，不應將權(quán)利要求中的任何附圖標記解釋為限制本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.一種電路設(shè)備(300)，用于生成不受Ι/f噪聲影響的不重疊信號的，所述電路設(shè)備 (300)包括先斷后合(BBM)電路，用于生成不重疊信號(L0_0，L0_90, L0_180, L0_270)，每個所述 不重疊信號均具有后續(xù)相位(0°，90°，180°，270° )和占空比(dc)；多個檢測器(36A-36D)，用于分別測量所述占空比(dc)；多個差分放大器(38A-38D)，用于分別確定對應于兩個后續(xù)相位070° -0°， 0° -90°，90° -180°，180° -270° )的所述占空比(dc)的差(Δ )，并且在輸出(LT_0， LT_90, LT_180, LT_270)中提供所述比較的結(jié)果；以及多個緩沖器(30A-30D)，用于基于與所述兩個后續(xù)相位中的第一相位相對應的所述結(jié) 果，使所述差(Δ)等于零。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路設(shè)備(300)，其中，所述多個緩沖器(30A-30D)中的每一 個均具有邏輯閾值(LT)，基于對應于所述兩個后續(xù)相位中的所述第一相位的所述結(jié)果來調(diào) 節(jié)所述邏輯閾值(LT)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的電路設(shè)備(300)，其中，所述結(jié)果為電流的形式。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的電路設(shè)備(300)，其中，所述先斷后合(BBM)電路 包括多個與非門(32A-32D)，每個與非門(32A，32B，32C，32D)都對應于所述后續(xù)相位(0°， 90°，180°，270° )中的一個。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的電路設(shè)備(300)，其中，所述檢測器(36A-36D)是 低通濾波器。
6.一種本機振蕩器(18)，用于生成驅(qū)動信號(L0_0，L0_90、L0_180，L0_270)，所述本機 振蕩器(18)包括前述權(quán)利要求中任一項所述的電路設(shè)備(300)。
7.一種無線電接收器(100，200)，所述無線電接收器(100，200)至少包括多個混頻器 (16A，16B)，所述多個混頻器(16A，16B)由權(quán)利要求6所述的本機振蕩器(18)所生成的驅(qū) 動信號(L0_0，L0_90、L0_180，L0_270)驅(qū)動。
8.一種用于生成不受Ι/f噪聲影響的不重疊信號的方法，所述方法包括以下步驟生成不重疊信號(L0_0，L0_90，L0_180，L0_270)，每個所述不重疊信號均具有后續(xù)相位 (0°，90°，180°，270° )和占空比(dc)；分別測量所述占空比(dc)；分別確定對應于兩個后續(xù)相位070° -0°，0° -90°，90° -180°，180° -270° )的 所述占空比(dc)的差(Δ)；在輸出(LT_0，LT_90, LT_180, LT_270)中提供所述比較的結(jié)果；基于對應于所述兩個后續(xù)相位中的第一相位的所述結(jié)果，使所述差(△)等于零。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，使所述差(△)等于零的所述步驟還包括基于 對應于所述兩個后續(xù)相位中的所述第一相位的所述結(jié)果來調(diào)節(jié)邏輯閾值(LT)。
10.一種計算機程序，其包括當在計算機上運行所述計算機程序時使計算機執(zhí)行權(quán)利 要求8-9中任一項所述的方法的步驟的程序代碼裝置。
11.一種包括權(quán)利要求1-5中任一項所述的電路設(shè)備(300)的集成電路。
12.一種包括權(quán)利要求6所述的本機振蕩器(18)的集成電路。
全文摘要
本發(fā)明涉及已描述的用于生成不重疊且不受1/F噪聲影響的信號的電路設(shè)備(300)。先斷后合(BBM)電路確保了用于驅(qū)動RF接收器(200)中的混頻器(16A、16B)的晶體管(M11、M12、M21、M22)的差分I/Q信號(LO_0、LO_90、LO_180、LO_270)是不重疊的，這是因為在任何時間這些晶體管中都只有一個導通。測量每個驅(qū)動信號的占空比，并且通過相應的差分放大器(38A-38D)來確定對應于兩個后續(xù)LO相位的占空比的差Δ。每個差分放大器都被配置為具有電流輸出(LT_0、LT_90、LT_180、LT_270)，該電流輸出接著被反饋至對應于第一LO相位的輸入緩沖器(30A-30D)的輸入端，以調(diào)節(jié)其邏輯閾值(LT)電平并使差Δ等于零。因此，BBM電路和反饋環(huán)路的共同作用產(chǎn)生了占空比恒定且彼此相等以及相對位置固定且界限分明的四個不重疊的差分I/Q信號(LO_0、LO_90、LO_180、LO_270)。
文檔編號H03K17/28GK102099998SQ200980128005
公開日2011年6月15日 申請日期2009年5月21日 優(yōu)先權(quán)日2008年5月27日
發(fā)明者丹尼斯·約伊森, 赫爾本·W·德容 申請人:意法愛立信有限公司