專利名稱：放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種放大器，并且更具體地，涉及一種檢測預(yù)定程度的過度輸入并且
控制輸入信號的衰減的放大器。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)上，限幅器電路有時用于放大器的輸出或者放大器電路內(nèi)部，以便不向連接
至放大器輸出側(cè)的裝置提供過度的輸入(參看例如，JP-A-2002-368563)。 由于限制輸出信號的峰值，因此限幅器電路允許防止連接至放大器的輸出側(cè)的裝
置因過度輸入而損壞。 然而，在傳統(tǒng)技術(shù)中，當(dāng)輸入信號的幅度增加超過啟動幅度限制的水平時，放大器的輸出信號波形被限幅。當(dāng)輸入信號的幅度進一步增加時，輸出的信號的失真度隨之增加，并且輸出信號波形接近方波。當(dāng)輸出信號波形隨后變?yōu)榉讲〞r，對于該放大器而言，相比于輸出信號波形未被限幅的正弦波的情況，需要近乎兩倍于所施加的功率以將輸出信號提供給后續(xù)的裝置。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是考慮了該情況而做出的，并且將要實現(xiàn)的發(fā)明目的是，在當(dāng)輸入信號的幅度增加時抑制所施加的功率的增加的同時，允許一定程度的過度輸入。 為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明提供了一種放大器，該放大器包括可變增益單元，其調(diào)節(jié)輸入信號的幅度并且輸出第一信號；幅度限制單元，其限制第一信號的幅度并且輸出第二信號，該第二信號被設(shè)定為具有第一幅值或更小的幅度；放大單元，其將第二信號放大以輸出放大的第二信號作為輸出信號；和控制單元，其檢測第一信號何時具有第二幅值或更大的幅度以控制可變增益單元的增益，以使得第一信號的幅度變得小于第二幅值，該第二幅值大于該第一幅值。 根據(jù)本發(fā)明，通過在可變增益單元中調(diào)節(jié)輸入信號的幅度而獲得的第一信號的幅度是受限的。因此，即使在輸入信號的幅度增加時，第一信號的幅度仍小于第二幅值，并且因此由于幅度限制單元中幅度受限(限幅量)而導(dǎo)致?lián)p失的信號音量具有一定限制，并且該限幅量由第二幅值和第一幅值之間的差給出。因此，通過適當(dāng)?shù)卦O(shè)定第一幅值和第二幅值，能夠抑制輸出信號的波形隨著輸入信號的幅度增加而接近方波。由此，不僅可以防止損壞連接至該放大器的后級的裝置，還可以極大地降低施加的功率，并且可以允許一定程度的過度輸入。 在該放大器中，放大單元可以包括通過使用運算放大器將第二信號放大的負反饋放大器電路?？刂茊卧梢詫⒃撨\算放大器的非反相輸入端和反相輸入端之間的電位差與參考電位相比較，并且基于該比較結(jié)果檢測在負反饋放大器電路的輸出信號中何時發(fā)生了限幅，以控制可變增益單元的增益，以使得限幅不發(fā)生。 這里，當(dāng)負反饋放大器電路正常操作時(未發(fā)生限幅時)，負反饋放大器電路的輸出信號具有在運算放大器的電源電位范圍內(nèi)的值。此外，待輸入到放大器中的輸入信號的值通常被設(shè)定為使得負反饋放大器電路的輸出信號在運算放大器的電源電位的范圍內(nèi)的值。然而，在這樣的配置中，例如，用于提供運算放大器的電源電位的電池等被并入負反饋放大器電路，由于電池的損耗，運算放大器的電源電位可能變得窄于假設(shè)的范圍，并且可能意外地發(fā)生了限幅。 在上述配置中，控制單元基于運算放大器的非反相輸入端和反相輸入端之間的電位差與參考電位的比較結(jié)果檢測到發(fā)生了限幅，并且控制可變增益單元的增益，以使得限幅不發(fā)生，并且因此，即使在如上所述意外地發(fā)生了限幅時，仍可以檢測限幅的發(fā)生以執(zhí)行調(diào)節(jié)，以使得限幅不發(fā)生。 而且，作為將運算放大器的非反相輸入端和反相輸入端之間的電位差與參考電位相比較的結(jié)果，可以定量地掌握過度輸入，并且還可以采用允許上至預(yù)設(shè)程度的過度輸入發(fā)生的限幅的模式。根據(jù)該模式，可以在不削弱響度(loudness)的情況下防止不合理的過度輸入。 進而，在檢測到由于預(yù)定程度的過度輸入而引起的限幅時，通過調(diào)節(jié)參考電位，也可以執(zhí)行調(diào)節(jié)，以使得限幅不發(fā)生。 在該放大器中，提供第一信號的幅度中心的電位作為第一參考電位，并且幅度限制單元可以包括高電位側(cè)限制器，其限制第二信號的幅度，以使得第二信號的電位不會增加超過第一電位，該第一電位是比第一參考電位高出第一電壓的電位；和低電位側(cè)限制器，其限制第二信號的幅度，以使得第二信號的電位不會下降低于第二電位，該第二電位是比第一參考電位低出第一電壓的電位，并且第一幅值由第一電位和第二電位之間的電位差給出。 在該放大器中，將幅度限制單元輸出第二信號的輸出端的電位作為第二參考電位來提供，并且控制單元可以包括第一比較器，其將比第二參考電位高出第二電壓的第三電位與第一信號的電位相比較，并且在第一信號的電位比第三電位高時使檢測信號有效；第二比較器，其將比第二參考電位低出第二電壓的第四電位與第一信號的電位相比較，并且
在第一信號的電位比第四電位低時使檢測信號有效；和積分部分，其對檢測信號積分，并且控制單元向可變增益單元提供積分部分的輸出信號作為控制信號。 進而，在比較單元的輸出信號的上升和下降兩者之間，該積分部分在時間常數(shù)上可以不同。在該情況下，保證了負反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 進而，上升時的時間常數(shù)可以小于下降時的時間常數(shù)。因此，可以實現(xiàn)相對快的升高時間，以便防止不合理的過度輸入，并且可以實現(xiàn)相對慢的釋放時間，以便逐步恢復(fù)。


圖1是示出第一實施例的放大器的配置的電路圖。 圖2是示出用于第一實施例的限幅器電路的配置的電路圖, 圖3是示出用于第一實施例的控制電路的配置的電路圖。 圖4是用于說明第一實施例的放大器的操作的波形圖。 圖5是用于說明第一實施例的放大器的操作的波形圖。 圖6是示出比較示例的配置的電路圖。CN 圖7是用于說明比較示例的問題的波形圖。 圖8是示出第二實施例的放大器的配置的電路圖。 圖9是示出用于第二實施例的控制電路的配置的電路圖。 圖10是又示出放大器的負反饋放大器電路的電路圖。 圖11是示出電位Vp、輸出信號Vo和負輸入端的電位Vi之間的關(guān)系的圖。 圖12是示出過度輸入的程度和負輸入端的電位Vi之間的關(guān)系的圖。
具體實施例方式(第一實施例) 在下文中，將參考附圖描述本發(fā)明的實施例。圖l是示出本實施例的放大器的配置的框圖。如圖l所示，放大器100將輸入信號Vin放大并且輸出放大的信號作為輸出信號Vo。放大器100包括反相負反饋放大器電路20 ;壓控衰減器(VCA)30，其在適當(dāng)?shù)那闆r下使輸入信號Vin衰減；控制電路40A，其生成用于控制VCA 30的控制電壓CTL ;和限幅器電路50，其限制VCA 30的輸出信號Vs的幅度。 假設(shè)輸入信號Vin和VCA 30的輸出信號Vs的幅度中心均為地電位GND。負反饋放大器電路20包括輸入電阻器Rl、反饋電阻器R2和操作于電源電位士Vcc的運算放大器21。 限幅器電路50限制VCA 30的輸出信號Vs (第一信號)的幅度并且輸出一輸出信號Vp (第二信號)，輸出信號Vp的幅度被設(shè)定在預(yù)定范圍內(nèi)。限幅器電路50的輸出信號Vp被提供給負反饋放大器電路20和控制電路40A。圖2中示出了限幅器電路50的配置。限幅器電路50包括輸入電阻器R3以及串聯(lián)連接在電源電位+Vcc和-Vcc之間的電阻器R4、電壓源51、52和電阻器R5。電壓源51、52每個均生成電壓E，并且其之間的結(jié)點接地。因此，節(jié)點Nl具有電位+E，并且節(jié)點N2具有電位-E。電阻器R4、R5每個均用作偏置電阻器。
節(jié)點N1的電位+E經(jīng)由電壓跟隨器53被提供給二極管Dl的陰極，而節(jié)點N2的電位-E經(jīng)由電壓跟隨器54被提供給二極管D2的陽極。在二極管Dl和D2每個均具有壓降Vf的情況下，節(jié)點P的電位Vp被限制在式(1)中表示的范圍內(nèi)。
Vf+E > Vp > -Vf-E 式(1) 這里，當(dāng)節(jié)點P的電位Vp變?yōu)槌^Vf+E的高電位時，二極管Dl導(dǎo)通，并且當(dāng)節(jié)點P的電位Vp變?yōu)榈陀?Vf-E的低電位時，二極管D2導(dǎo)通。 更具體地，二極管Dl、電壓跟隨器53、電壓源51和電阻器R4用作限制節(jié)點P的幅度的高電位側(cè)限制器，以使得節(jié)點P的電位Vp (第二信號)不會增加超過比地電位GND (中心電位)高出Vf+E的電位。另一方面，二極管D2、電壓跟隨器54、電壓源52和電阻器R5用作限制節(jié)點P的幅度的低電位側(cè)限制器，以使得節(jié)點P的電位(第二信號)不會下降低于比地電位GND(中心電位)低出Vf+E的電位-Vf-E。 然后，限幅器電路50生成使得VCA 30的輸出信號Vs的幅度具有第一幅值或更小的幅度的輸出信號Vp，其中Vf+E (第一 電位)和-Vf-E (第二電位)之間的電位差(Vf+E) X2被提供作為第一幅值。 圖3中示出了控制電路40A的電路配置?？刂齐娐?0A包括比較部分41和低通濾波器42。比較部分41包括各自施加電壓VL的電壓源411和412、比較器413和414以
5及或電路(OR電路)415。電壓源411的低電位側(cè)端和電壓源412的高電位側(cè)端被連接至節(jié)點P并且被提供電位Vp。而且，電壓源411的高電位側(cè)端連接至比較器413的負輸入端，而電壓源412的低電位側(cè)端連接至比較器414的正輸入端。因此，電位Vp+VL輸入到比較器413的負輸入端，并且電位Vp-VL輸入到比較器414的正輸入端。 因此，當(dāng)VCA 30的輸出信號Vs超過Vp+VL時，比較器413的輸出信號Vcl變?yōu)楦唠娖?，并且?dāng)VCA 30的輸出信號Vs下降低于Vp-VL時，比較器414的輸出信號Vc2變?yōu)楦唠娖健?R電路415計算輸出信號Vcl和輸出信號Vc2的邏輯和以生成輸出信號Vc。當(dāng)VCA30的輸出信號Vs超過Vp+VL或者輸出信號Vs下降低于Vp-VL時，輸出信號Vc變?yōu)楦唠娖健?更具體地，在(Vp+VL) X 2 = (Vf+E+VL) X 2被提供作為第二幅值的情況下，當(dāng)VCA30的輸出信號Vs具有第二幅值或更大的幅度時，比較部分41使輸出信號Vc成為高電平(有效)。 下一步，比較部分41的輸出信號Vc被提供給低通濾波器42(積分電路)。低通濾波器42被提供以保證反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并且其可單獨調(diào)整升高時間和釋放時間。更具體地，由于使電阻器R7充分大于電阻器R6，因此由電阻器R6和電容器Cl的時間常數(shù)確定的升高時間在輸出信號Vc的上升時施加，并且在輸出信號Vc下降時，由于二極管D3，沒有電流流到電阻器R6，由此施加了由電阻器R7和電容器C1的時間常數(shù)確定的釋放時間。通常，需要的是，通過將上升時的時間常數(shù)設(shè)定為短于下降時的時間常數(shù)，實現(xiàn)相對快的升高時間，以便防止不合理的過度輸入，并且可以實現(xiàn)相對慢的釋放時間，以便逐步恢復(fù)?？刂齐娐?0A由此控制VCA 30，以使得VCA 30的輸出信號Vs的幅度小于第二幅值(Vp+VL) X2。
下一步，將描述放大器100的操作。如圖4所示，假設(shè)輸入信號Vin的幅度增加并且其正峰值已經(jīng)超過VL+(E+Vf)。在該情況下，比較部分41的輸出信號Vc變?yōu)楦唠娖?，并且將要提供給VCA 30的控制電壓CTL增加。然后，如圖4所示，VCA 30的衰減量增加，并且VCA30的輸出信號Vs具有正峰值VL+(E+Vf)。 如圖5所示，限幅器電路50中的輸出信號Vs在電平E+Vf處被限幅。被因此限幅的輸出信號Vs變?yōu)閷⒁峁┙o負反饋放大器電路20的限幅器電路50的輸出信號Vp。這允許防止負反饋放大器電路20的幅度變得過大以致破壞后續(xù)的設(shè)備。而且，根據(jù)放大器100 ，提供了能夠保持限幅量恒定的優(yōu)點。 將在討論比較示例的同時詳細描述該優(yōu)點。這里，如圖6所示的配置被假設(shè)為比較示例，其從圖1所示的放大器100中排除了 VCA 30和控制電路40A，并且輸入信號Vin被提供給負反饋放大器電路20。在圖7所示的Vinl、 Vin2和Vin3被提供作為輸入信號Vin時，其正峰值由限幅器電路50限制在電位E+Vf。由于輸出信號Vo等于圖7所示的限幅波形的R2/R1倍，因此當(dāng)輸入信號Vin的幅度增加時，輸出信號Vo的波形逐漸接近于方波。然后，當(dāng)波形完全變?yōu)榉讲〞r，功率變?yōu)檎也ㄇ闆r下的功率的兩倍。 相反地，在本實施例中，在通過使用VCA 30對沒有限幅的輸入信號Vin進行衰減之后，幅度受到限幅器電路50的限制，并且因此即使在如圖5所示的輸入信號Vin的幅度增加時，限幅量最大變?yōu)閂L。因此，通過適當(dāng)設(shè)定VL的量(volume)，對后面的設(shè)備的、通常達到兩倍的施加功率可以減少到幾乎一倍的施加功率，由此可以防止由于過度輸入而導(dǎo)致的對后續(xù)設(shè)備的損壞。
這里，在VL = 0的情況下，限幅量也變?yōu)?O"。然而，將限幅量提供為"O"導(dǎo)致了 缺乏響度的無力的聲音重現(xiàn)。另一方面，即使在限幅發(fā)生時，上至一定程度的失真的限幅狀 態(tài)對于人耳并不總是剌耳的。因此，在本實施例中，允許上至預(yù)設(shè)程度的過度輸入的限幅發(fā) 生。即，可以預(yù)見到VL的最大限幅量。這使得可以重現(xiàn)逼真的聲音。
(第二實施例) 下一步，將描述本發(fā)明的第二實施例。圖8是根據(jù)第二實施例的放大器200的框 圖。除了采用控制電路40B替換控制電路40A，并且將運算放大器21的負輸入端的電位Vi 提供給控制電路40B之外，放大器200具有與圖1所示的第一實施例的放大器100相同的 配置。 圖9中示出了控制電路40B的配置?？刂齐娐?0B與圖3所示的控制電路40A的 不同之處在于采用比較部分43替換比較部分41。除了包括比較器416并且使用3輸入OR 電路417之夕卜，比較部分43具有與比較部分41相同的配置。 運算放大器21的負輸入端的電位Vi被提供給比較器416的正輸入端。來自電壓 源(未示出)的參考電位Vref被提供給比較器416的負輸入端。因此，當(dāng)電位Vi超過參 考電位Vref時，比較器416的輸出信號Vc3變?yōu)楦唠娖健＝Y(jié)果，控制電壓CTL增加，并且執(zhí) 行反饋控制，以使得VCA 30的衰減量增加。 這里，將參考圖IO描述本實施例的原理，圖10示出了放大器200的負反饋放大器 電路20的詳細構(gòu)造。通常，在反相負反饋放大器電路20中保持如下關(guān)系，其中A表示運算 放大器21的增益。
[式1]
(印-W) , n。 因此，在作為通常的負反饋放大器電路使用的狀態(tài)下的輸入/輸出增益如下文表 示。作為通常的負反饋放大器電路使用的狀態(tài)意指其中輸出Vo處于士Vcc的范圍內(nèi)，并且 未發(fā)生限幅。
[式幻
印 觀+ + i 2)
而且，獲得下式。 [式3] =--印 這里，當(dāng)增益A充分大時，可以視為
[式4] 而且，在作為通常的負反饋放大器電路使用的狀態(tài)下，運算放大器21的正輸入端 和負輸入端處于具有相同電位的虛擬短路狀態(tài)，并且由于正輸入端連接到地電位GND，因此 Vi可被提供為O。
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下一步，考慮如下狀態(tài)，其中電位Vp過度增加，并且在負反饋放大器電路20中發(fā) 生了限幅。而且，這里為了簡化，假設(shè)電位Vp在正方向中過度增加。當(dāng)發(fā)生限幅時，運算 放大器21的輸出電位Vo變得幾乎等于電源電位-Vcc。在該狀態(tài)下未產(chǎn)生虛擬短路，并且 負輸入端的電位Vi取一數(shù)值，該數(shù)值對應(yīng)于通過使用電阻器Rl和電阻器R2對輸出電位 Vo( = -Vcc)和電位Vp之間的差分壓而獲得的值。更具體地，保持如下關(guān)系。
[式5]
<formula>formula see original document page 8</formula> 然而，在使用具有如下規(guī)格的運算放大器時，限幅時的輸出信號Vo的電位被用來 替換電源電位-Vcc以計算Vi，所述規(guī)格是使用限幅時的輸出信號Vo的電位小于電源電 位-Vcc?？商鎿Q地，Vi可以通過經(jīng)驗而獲得。 圖11是示出電位Vp、輸出信號Vo和負輸入端的電位Vi之間的關(guān)系的圖。在圖 11的示例中，未發(fā)生限幅并且執(zhí)行正常的負反饋放大直至?xí)r間tl。因此，在運算放大器21 的正輸入端和負輸入端之間產(chǎn)生虛擬短路，并且負輸入端的電位Vi幾乎是0。而且，對于輸 出電位Vo，電位Vp是反相的并且被放大。 電位Vp的幅度在時間tl t2的時段中變得過大，并且輸出信號Vo在-Vcc處被 限幅。在該時段中未產(chǎn)生虛擬短路，并且應(yīng)用[式5]的關(guān)系，因此負輸入端的電位Vi對應(yīng) 于電位Vp。更具體地，檢測負輸入端的電位Vi使得可以檢測到輸出信號Vo已被限幅。
在該情況下，通過修改[式5]，獲得如下關(guān)系。
[式6] <formula>formula see original document page 8</formula>
由于電阻器Rl、電阻器R2和電源電位Vcc的值都是常數(shù)，因此在限幅發(fā)生時負輸 入端處生成的電位Vi與電位Vp成比例。 將使用更具體的值給出進一步的描述。例如，將以Rl為lkQ且R2為10kQ的、 具有10倍放大因數(shù)的負反饋放大器電路20作為示例。這里，假設(shè)運算放大器21的增益A 是80dB(10000倍)，并且電源電位士Vcc是士10V。 由于放大因數(shù)是10倍并且電源電位是士10V，因此在作為沒有限幅的、通常的負 反饋放大器電路使用的情況下，最大輸入信號Vs是lV。在該情況下，由于應(yīng)用[式3]，因
此獲得如下關(guān)系。
[式7]
<formula>formula see original document page 8</formula>

視為0:
<formula>formula see original document page 8</formula>
更具體地，由于產(chǎn)生虛擬短路，因此負輸入端的電位Vi是lmV或更小，這幾乎可被
下一步，在10X的過度輸入的Vp = 1. lV被提供作為電位Vp以引起限幅的情況下，由于應(yīng)用[式5]，因此獲得如下關(guān)系。
[式8] K/ = 1.1 —(1.1 + 10)--
l/t + 10/t = 0.090909F
= 90.909wF 更具體地，當(dāng)由于10X的過度輸入而發(fā)生限幅時，負輸入端的電位Vi約為未發(fā)生 限幅時的電位Vi的約90倍。類似地，如圖12所示，對于20%、30%、40%和50%的過度輸 入，所獲得負輸入端的電位Vi分別是181. 82mV、272. 73mV、363. 64mV和454. 55mV。而且由 圖12顯見的，在發(fā)生限幅時過度輸入的程度與負輸入端的電位Vi具有線性關(guān)系，并且因此 根據(jù)負輸入端的電位Vi可以定量地掌握過度輸入的程度。 再次參考圖9，當(dāng)比較器416被設(shè)定為操作于士90.9mV時，S卩，當(dāng)Vref被設(shè)定為 ±90. 9mV時，在如上的特定值的相同條件下，可以檢測到由于10%的過度輸入而發(fā)生了限 幅。通過基于比較器416的輸出信號Vc3控制VCA 30以使輸入信號Vin衰減，獲得了如下 的放大器，該放大器允許對上至10%的過度輸入限幅并且在10%或更大的過度輸入處使 輸入信號Vin衰減。類似地，通過調(diào)節(jié)比較器416的操作電位，即參考電位Vref，還可以檢 測到由20%、30%、40%和50%的過度輸入引起的限幅，由此在檢測到由預(yù)定程度的過度 輸入引起的限幅時，操作VCA 30以衰減輸入信號Vin。 S卩，在本實施例中，可以定量地掌握過度輸入，以使得允許上至預(yù)設(shè)程度的過度輸 入的限幅發(fā)生。因為聽覺測試結(jié)果已證實，即使在發(fā)生限幅時，上至一定程度的失真的限幅 狀態(tài)并不總是對于人耳是剌耳的，所以執(zhí)行這種控制。因此，在本實施例中，可以在不削弱 響度的情況下防止不合理的過度輸入。 盡管在上述實施例中，壓控衰減器(VCA) 30用作輸入信號的衰減器，但是本發(fā)明 不限于此，并且例如，可以使用電阻分壓方法等控制電子音量。簡而言之，輸入信號的衰減 器可以是用于調(diào)節(jié)輸入信號的幅度并且輸出結(jié)果信號的任何可變增益單元。而且，本發(fā)明 適用于除了 A類、AB類、D類等之外的放大器的各種操作模式。對于電位的每個正值和負 值，都可以單獨提供用于檢測限幅發(fā)生時生成的負輸入端的電位Vi的比較器416。
而且，如上文所述，當(dāng)負反饋放大器電路20正常操作時(未發(fā)生限幅時)，負反饋 放大器電路20的輸出信號Vo在運算放大器21的電源電位的范圍(-Vcc到+Vcc)內(nèi)。此 外，輸入信號Vin通常被設(shè)定為，使輸出信號Vo落入士Vcc的范圍內(nèi)。然而，在如下配置 中，其中例如，將用于提供運算放大器21的電源電位Vcc的電池等并入負反饋放大器電路 20中，由于電池的損耗，運算放大器21的電源電位的范圍可能變得窄于假設(shè)的范圍，并且 可能意外地發(fā)生限幅。 根據(jù)本實施例，即使在限幅意外發(fā)生時，也可以檢測到限幅的發(fā)生來執(zhí)行調(diào)節(jié)，以 使得限幅不發(fā)生。在上述實施例中，運算放大器21的正輸入端的電位是OV(地電位)，由 此在負輸入端的電位Vi是Vi > 0時喪失虛擬短路關(guān)系，因此允許檢測限幅的發(fā)生，并且更 一般地，當(dāng)運算放大器的正輸入端和負輸入端之間的電位差超過0V時，可以檢測限幅的發(fā) 生。更具體地，只要控制電路40B能夠檢測運算放大器的正輸入端和負輸入端之間的電位 差并且通過比較器416將所檢測到的電位差與參考電位Vref相比較就可以了 。
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盡管，在上述實施例中，反相放大器用作負反饋放大器電路20，但是顯然，也可使 用運算放大器由非反相放大器組成。在該情況下，將限幅器電路50的輸出信號Vp提供給 運算放大器的正輸入端，在運算放大器的負輸入端和地電位GND之間提供電阻器Rl，并且 在運算放大器的負輸入端和輸出端之間提供電阻器R2就可以了。而且如同上述實施例，在 該情況下，當(dāng)喪失虛擬短路關(guān)系時發(fā)生了限幅。 因此，通過監(jiān)視運算放大器的正輸入端和負輸入端之間的電位差可以檢測限幅。 這與上述實施例相同。因此，檢測運算放大器的正輸入端和負輸入端之間的電位差并且通 過比較器416將所檢測到的電位差與參考電位Vref相比較就可以了 。此外，當(dāng)參考電位 Vref被設(shè)定為OV時，連接比較器416的一個輸入端和運算放大器的正輸入端、并且連接比 較器416的另一輸入端和運算放大器的負輸入端就可以了。
權(quán)利要求
一種放大器，包括可變增益單元，其調(diào)節(jié)輸入信號的幅度并且輸出第一信號；幅度限制單元，其限制所述第一信號的幅度并且輸出第二信號，所述第二信號被設(shè)定為具有第一幅值或更小的幅度；放大單元，其將所述第二信號放大以輸出放大的第二信號作為輸出信號；和控制單元，其檢測所述第一信號何時具有第二幅值或更大的幅度以控制所述可變增益單元的增益，以使得所述第一信號的幅度變得小于所述第二幅值，所述第二幅值大于所述第一幅值。
2. 如權(quán)利要求1所述的放大器，其中所述放大單元包括通過使用運算放大器將所述第二信號放大的負反饋放大器電路，并且所述控制單元將所述運算放大器的非反相輸入端和反相輸入端之間的電位差與參考電位相比較，并且基于所述比較的結(jié)果檢測在所述負反饋放大器電路的輸出信號中何時發(fā)生了限幅，以控制所述可變增益單元的增益，以使得限幅不發(fā)生。
3. 如權(quán)利要求1或2所述的放大器，其中提供所述第一信號的幅度中心的電位作為第一參考電位，所述幅度限制單元包括高電位側(cè)限制器，其限制所述第二信號的幅度，以使得所述第二信號的電位不會增加超過第一 電位，所述第一 電位是比所述第一參考電位高出第一 電壓的電位；低電位側(cè)限制器，其限制所述第二信號的幅度，以使得所述第二信號的電位不會下降低于第二電位，所述第二電位是比所述第一參考電位低出所述第一電壓的電位，并且其中所述第一幅值由所述第一電位和所述第二電位之間的電位差給出。
4. 如權(quán)利要求3所述的放大器，其中將所述幅度限制單元輸出所述第二信號的輸出端的電位作為第二參考電位來提供，所述控制單元包括第一比較器，其將比所述第二參考電位高出第二電壓的第三電位與所述第一信號的電位相比較，并且在所述第一信號的電位比所述第三電位高時使檢測信號有效；第二比較器，其將比所述第二參考電位低出第二電壓的第四電位與所述第一信號的電位相比較，并且在所述第一信號的電位比所述第四電位低時使所述檢測信號有效；禾口積分部分，其對所述檢測信號積分，并且所述控制單元向所述可變增益單元提供所述積分部分的輸出信號作為控制信號。
5. 如權(quán)利要求4所述的放大器，其中在所述比較單元的輸出信號的上升和下降兩者之間，所述積分部分在時間常數(shù)上不同。
6. 如權(quán)利要求5所述的放大器，其中上升時的所述時間常數(shù)小于下降時的所述時間常數(shù)。
全文摘要
一種放大器包括可變增益單元，其調(diào)節(jié)輸入信號的幅度并且輸出第一信號；幅度限制單元，其限制第一信號的幅度并且輸出第二信號，該第二信號被設(shè)定為具有第一幅值或更小的幅度；放大單元，其將第二信號放大以輸出放大的第二信號作為輸出信號；和控制單元，其檢測第一信號何時具有第二幅值或更大的幅度以控制可變增益單元的增益，以使得第一信號的幅度變得小于第二幅值，該第二幅值大于該第一幅值。
文檔編號H03F3/45GK101753110SQ200910225008
公開日2010年6月23日 申請日期2009年11月24日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月27日
發(fā)明者巖松正幸 申請人:雅馬哈株式會社