專利名稱：放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及放大器；并且更特別地，涉及改進的多赫蒂(Doherty) 放大器，尤其當使用在傳統(tǒng)的多赫蒂放大器中難于進行阻抗匹配的放 大裝置等等時，改進的多赫蒂放大器能夠增強其性能，或者能夠增強 其功率效率。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)地，當例如CDMA信號或者多載波信號這樣的功率放大無 線電頻率信號被放大時，向普通的放大器增加失真補償單元，使得普 通放大器的工作范圍可以擴展到包括飽和區(qū)，以實現(xiàn)低功率消耗。盡 管存在例如前反饋失真補償或者預失真補償這樣的失真補償方法，這 些方法具有對實現(xiàn)所述低功率消耗的限制。因此，多赫蒂放大器近來 作為候選的高效率放大器而引起注意。


圖1顯示了傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的結(jié)構(gòu)圖。輸入到輸入端1的信 號被分配器2分開。所述分開的信號的其中之一被輸入到載波放大電 路4中。載波放大電路4包括用于實現(xiàn)放大裝置42的輸入側(cè)的阻抗 匹配的輸入匹配電路41、包含例如一個或多個晶體管的放大裝置42、 以及用于實現(xiàn)放大裝置42的輸出側(cè)的阻抗匹配的輸出匹配電路43。 入/4變換器61連接到載波放大器4的輸出端，以變換其輸出阻抗。
另一個分開的信號在其相位被相位變換器3延遲90°之后被輸入4，峰值放大電路5包括輸 入匹配電路51、包含有例如一個或多個晶體管的放大裝置52、以及 輸出匹配電路53。
入/4變換器61的輸出信號和峰值放大電路5的輸出信號在求和 結(jié)點62結(jié)合。結(jié)合的信號被入/4變換器7變換，使得放大器的輸出 阻抗與輸出負載9 (即Z。)匹配。A/4變換器61和求和結(jié)點62的結(jié) 合被稱為多赫蒂組合器6。 X/4變換器7的輸出經(jīng)由放大器輸出端8 被應用到輸出負載9。
載波放大電路4以及峰值放大電路5的區(qū)別在于放大裝置42 按照AB類偏置，然而放大裝置52按照B類或C類偏置。因此，放 大裝置42單獨工作，直到放大器的輸入電平達到開始飽和并且放大 裝置52開始工作的區(qū)域。g卩，當放大裝置42的線性開始快速惡化時， 放大裝置52開始工作，以便放大裝置52的輸出信號被施加到負載， 以和放大裝置42—起驅(qū)動它。此時，盡管輸出匹配電路43的負載線 如稍后將描述的從高阻抗轉(zhuǎn)為低阻抗，因為放大裝置42在飽和區(qū)中， 所以放大裝置42的效率較高。
當從輸入端1到放大器的輸入電平進一步增大時，放大裝置52 也開始飽和。然而，即使在此時，放大器也保持高效率，因為放大裝 置42和52都飽和。
圖2描述圖1中顯示的多赫蒂放大器的集電極效率或者漏極效率 的理論預測值。所述集電極效率被定義為由放大晶體管的集電極輸出 的無線電頻率輸出功率除以從電源施加到集電極的DC電壓與該電源 提供的DC電流的乘積。同樣，所述漏極效率被定義為由放大晶體管 的漏極輸出的無線電頻率輸出功率除以從電源施加到該漏極的DC電 壓與該電源提供的DC電流的乘積。
圖2的水平軸表示放大器補償，即，當壓縮點被設置為0dB時 該壓縮點和放大器的輸入電平之間的dB比值，其中所述壓縮點被定義為放大裝置42和52都達到飽和的最小輸入電平。
在圖2中，虛線表示傳統(tǒng)的B類放大器的效率，以及實線表示 圖1中顯示的多赫蒂放大器的效率。
當放大器的輸入電平在范圍A中時，載波放大電路基本上單獨 工作。當放大器補償達到大約6dB時，載波放大電路電路4開始達 到飽和，以及多赫蒂放大器的效率達到大約傳統(tǒng)B類放大器的最大 效率。此時，載波放大電路4的輸出功率大約為Po/4，其中Po是所 述多赫蒂放大器的最大輸出功率。
在所述放大器補償為0dB到6dB之間的范圍B中，隨著多赫蒂 放大器的輸入電平的增大，載波放大電路4的輸出功率從大約0.25Po 增加到0.5Po，以及峰值放大電路5的輸出功率從0Po增大到0.5Po。 此外，在范圍B中，載波放大電路4的輸出功率和峰值放大電路5 的輸出功率之和以與范圍A相同的比例常數(shù)，與多赫蒂放大器的輸 入功率成比例。當峰值放大電路5開始工作時，多赫蒂放大器的效率 暫時降低一點。然而，多赫蒂放大器的效率開始再次增大，以便在峰 值放大電路5開始達到飽和的壓縮點達到其峰值。在壓縮點，載波放 大電路4的輸出功率基本上等于峰值放大電路5的輸出功率。
通常，CDMA信號和多載波信號具有高峰值系數(shù)，即，峰值功 率和平均功率的比值。然而，傳統(tǒng)的放大器在壓縮點之下具有操作點， 以便對應于范圍從7dB到12dB的峰值系數(shù)。
以下，參考圖1，將描述多赫蒂放大器中的組件以及他們的阻抗。 由于所述輸出負載Zo的阻抗為常數(shù)，其被設定為參考值。如果我們 將從結(jié)點62看到的入/4變換器7的輸入阻抗定義為Z7，以及將入/4 變換器7的特性阻抗定義為Z2，則以下等式成立
Z，=( 等式l因此，從輸出匹配電路43看到的入/4變換器61的輸入阻抗Z4 可以如下獲得。在范圍A中，由于輸出匹配電路53的輸出阻抗實際 為無窮大，Z4和Zs可以由以下等式獲得
Z4=(f2-Z。g (在范圍A中)等式2
z7 (z22/z0) z22
Z5=oo (在范圍A中)等式3
其中&是人/4變換器61的特性阻抗。
然而，在其中輸入電平高于壓縮點的范圍C中，Z7可以被認為 是平行的一對從結(jié)點62看到的A /4變換器61的輸出阻抗和輸出匹配 電路53的輸出阻抗，其中所述輸出阻抗相等。因此，在范圍C中， Z4和Z5可以獲得為
(在范圍C中)等式4
(在范圍C中)等式5
在范圍B中，Z4和Zs在范圍A和范圍C中那些界限內(nèi)變化。 以上結(jié)果可以如下解釋。當在高頻操作中使用多赫蒂放大器時， 當輸出電平相對較高時(即，在范圍C中)的Z4的值是當輸出電平 相對較低時(即，在范圍A中)的Z4的值的一半。例如，如果Z產(chǎn)25Q 以及Z產(chǎn)50Q， Z4在100 50Q的范圍中變化。因此，放大裝置42的 阻抗也根據(jù)其而變化。
除上述傳統(tǒng)的多赫蒂放大器之外，已知一種改進的多赫蒂放大 器，其能夠通過基于漏電流控制門偏置電壓來補償其特性失真(例如， 參見日本專利公開待審申請No.2004-260232)。此外，還已知一種改進的多赫蒂放大器，在其中，所有的放大電 路都被配置為兩級或多級(例如，參見日本專利公開待審申請
No.2004-173231)。
此外，還已知一種改進的多赫蒂放大器，在其中，所有的諧波組 分都被結(jié)合，從而被抵償(例如，參見日本專利公開待審申請 No.H6-82998)。
然而，當通過使用半導體放大裝置在高頻操作中使用傳統(tǒng)的多赫
蒂放大器時，因為從放大裝置42看到的負載線根據(jù)輸出匹配電路43
的行為而變化，所以從放大裝置42看到的阻抗不能容易地被調(diào)整， 以使得其與基于多赫蒂理論而獲得的值一致。
圖3是表現(xiàn)負載阻抗的典型變化的史密斯圓圖。ZA、 Zb和Zc是 放大裝置42的負載阻抗。這些阻抗都在到20Q之間或更小(與 Z4相比明顯小)，并且不是完全地有阻抗的。這個史密斯圓圖是由在 Za和Zc之間任意選擇的阻抗標準化的。在它們的中心位置包括ZA 的三個閉合的曲線是分別表示0.9P、 0.5P以及0.25P的恒定輸出功率 曲線，其顯示了輸出功率隨著阻抗匹配變得不準確而減小。正如其中 所示，當放大裝置42的負載阻抗為ZA時可以獲得最大輸出功率P。
此外，穿過所述恒定輸出功率曲線的四個點線曲線都是恒定效率 曲線，分別表示效率a、 b、 c和d (以此順序下降)。
輸出匹配電路43將放大裝置42的負載阻抗變換為Z4， g卩，入/4 變換器61的輸入阻抗。輸出匹配電路43，如果被配置為集總組件電 路，根據(jù)所述史密斯圓圖上的恒定電阻圓或恒定電導系數(shù)圓來變換阻 抗。盡管圖3為了簡單只描述了兩個虛線曲線作為典型的阻抗變換路 徑，但是阻抗變換的實際路徑是可以任意變化的。
由于隨著輸出電平的增大，Z4從Z。Z々Z22，即Z4 (A)，減小到 Z。Z卩/2Z22，即Z4(C)，如果Z4 (C)被匹配到ZA來獲得在范圍C中 的最大輸出功率，則Z4 (A)與Zb匹配。然而，鑒于只要阻抗在對應于0.25Po的恒定輸出功率曲線上變化，任何阻抗都將產(chǎn)生0.25Po 的輸出功率，需要注意與Zc匹配的情況在效率上要高于與Zb匹配 的情況。即，當放大裝置42的負載阻抗隨著輸入電平的增大從Zc:降 到ZA時，放大裝置42最有效的進行工作。
以上描述是對于只考慮輸出功率和效率的情況。然而，通常不僅 通過輸出功率和效率來描述放大器的性能而且通過增益以及失真來 描述。即使考慮這種滿足特定類型放大裝置42的輸出功率、效率、 增益和失真的特定狀況的阻抗匹配，也存在一些情況，其中，隨著輸 入電平的增大，放大裝置42的負載阻抗相對于史密斯圓圖的中心向 外變化要優(yōu)于向內(nèi)變化。此外，還存在一些情況，其中，最好阻抗從 具有良好特性的任意點變化到ZA。
然而，傳統(tǒng)的匹配電路有時難于將相對于史密斯圓圖的中心向內(nèi)
變化的Z4變換為相對于史密斯圓圖的中心向外變化的阻抗，所以表
示圖3中的阻抗變換路徑的兩個虛線曲線可以相互交叉。因此，在傳 統(tǒng)的多赫蒂放大器中，隨著阻抗在ZB和ZA之間變化，輸出匹配電路 43只可以實現(xiàn)這種阻抗匹配，由此增大了對提高性能的限制。
此外，在傳統(tǒng)的多赫蒂放大器中，當串聯(lián)地連接多個放大器以實 現(xiàn)高增益公共放大器時，分配器2的分離損耗變高，并且功率效率或 功率增加效率變低。
圖IO是傳統(tǒng)的兩級公共放大器的結(jié)構(gòu)圖。由前置放大器20放大 的信號被分配器2以被分離的信號具有相同的效率的方式分離為兩 個信號，這意味著產(chǎn)生3dB的損耗。S卩，因為輸入阻抗根據(jù)輸入電 平以復雜的方式變化，所以有效地使用分離的信號的所有電功率是不 可能的。
至少，在范圍A中，所有的分配到峰值放大電路5的電功率被 浪費。即，分配到峰值放大電路5的電功率的大部分被反射，以及反 射波通常在例如絕緣體(未示出)中被浪費，或者如果分配器2是威
8爾金森(Wilkinson)類型的，在假電阻(未示出)中被浪費。此外， 在范圍B中，分配到峰值放大電路5的電功率被部分反射。然而， 因為B類或C類放大電路的輸出功率逐漸地增大以及反射功率減小， 當范圍A的增益(即，線性)被保持時，可以在圖10的結(jié)點62執(zhí) 行求和。
因此，我們需要考慮上述大約3dB的損耗，其將被稱為"分離 損耗"。
圖11是描述載波放大器4、峰值放大器5以及兩者的標準化的 輸入功率以及輸出功率的圖表。圖11也顯示在分離損耗為零的情況 下作為單體的載波放大器4的假定輸出功率。正如其中所示，峰值放 大電路5的輸出功率在6dB的放大器補償附近快速增大，因此，在 放大器補償為6dB或更小的范圍B內(nèi)，載波放大電路4和峰值放大 電路5—起分享所述負載。此外，我們可以看出例如，與作為單體 的載波放大電路相比，由于分離損耗，增益減小非常大。
此后，將描述在假定前置放大器20以及多赫蒂放大器10的實際 規(guī)格的情況下，如何計算公共放大器的功率增加效率。放大器補償被 設定為標準值(7dB到10dB)，使得峰值放大電路5的輸入功率由于 反射而被浪費，以及前置放大器20被選定為傳統(tǒng)的AB類放大器， 而不是多赫蒂放大器。
多赫蒂放大器10的規(guī)格如下
輸出功率20W
增益9dB (包括分離損耗)
集電極效率35%
輸入功率2.5W
前置放大器20的規(guī)格如下
輸出功率2.5W (比20W小9dB) 輸入功率0.156W
9增益12dB (包括分離損耗)
集電極效率20%
因此，我們獲得以下結(jié)果
多赫蒂放大器的功率消耗為20/0.35 = 57.1 W; 前置放大器的功率消耗為2.5/0.2 = 12.5W;以及 公共放大器的功率增加效率為(20-0.156)/(57.1+12.5) =27.5%。
正如以上可以看到的，盡管多赫蒂放大器的集電極效率增大到與 35%—樣高，作為公共放大器的總功率效率減小到27.5%。
此外，盡管也能夠串聯(lián)地連接多個多赫蒂放大器，但是多級放大 器結(jié)構(gòu)會引起性能失真，因為多赫蒂放大器包括相位變換器3和多赫 蒂組合器6，并且其特性隨著頻率很大地變化。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目標是提供一種改進的多赫蒂放大器，其中通過 實現(xiàn)適當?shù)淖杩蛊ヅ涫蛊湫阅軆?yōu)于傳統(tǒng)的多赫蒂放大器。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種改進的多赫蒂放大器，其中其增 益較大，以及其功率增加效率至少基本上與傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的一 樣高。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種放大器，用于組合多個放大
器電路的輸出，以產(chǎn)生放大器輸出，包括第一放大電路，用于操作 AB類的第一放大裝置，其中，第一放大電路是多個放大電路中之一; 第二放大電路，用于操作B類或C類第二放大裝置，其中，第二放 大電路是多個放大電路中之一；以及求和結(jié)點，在該處，第一放大電 路的輸出經(jīng)由第一阻抗變換器與第二放大電路的輸出組合，所述第一 阻抗變換器包含有電長度不為入/4的傳輸線。
最好，第二放大裝置經(jīng)由輸出匹配電路以及包含傳輸線的第二阻 抗變換器連接到求和結(jié)點。最好，放大器還包括分配器，用于將放大電路的輸入信號分離為
多于一個分離的信號；第一前置放大器，用于通過按照AB類進行操 作來放大多個分離的信號之一，以將放大的信號發(fā)送到第一放大電 路；以及第二前置放大器，用于通過按照AB類、B類或C類進行操 作來放大多個分離的信號之一，以將放大的信號發(fā)送到第二放大電 路。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種放大器，包括分配器，用于 將放大電路的輸入信號分離為至少兩個分離的信號；第一前置放大 器，用于放大分離的信號之一，以及第二前置放大器，用于放大分離 的信號中的另一個；載波放大電路，用于放大第一前置放大器的輸出； 峰值放大電路，如果第二前置放大器的輸出高于閾值電平，則用于放 大第二前置放大器的輸出；以及多赫蒂組合器，用于將載波放大電路 的輸出和峰值放大電路的輸出進行組合。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供一種放大器，包括分配器，用于 將放大電路的輸入信號分離為兩個電功率基本相同的分離信號；第一 前置放大器，用于放大分離的信號之一，其中，第一放大器按照AB 類偏置；第二前置放大器，用于放大所述分離的信號中的另一個，其 中第二放大器按照C類偏置；載波放大電路，用于放大第一前置放 大器的輸出，其中載波放大電路按照AB類偏置；峰值放大電路，如 果第二前置放大器的輸出等于或高于閾值電平，則用于放大第二前置 放大器的輸出，其中峰值放大電路按照B類或C類偏置；以及多赫 蒂組合器，用于將載波放大電路的輸出和峰值放大電路的輸出進行組 合。
最好，閾值電平與低于放大器的壓縮點6dB的電平相對應，第 一前置放大器的失真量不同于第二前置放大器的失真量，峰值放大電 路包括半導體裝置，載波放大電路包括與峰值放大電路中的半導體裝 置的配置相同的另一個半導體裝置，峰值放大電路的飽和輸出電平與載波放大電路的基本相同，以及多赫蒂組合器通過利用電長度不為x
/4的傳輸線來實現(xiàn)阻抗變換。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供一種放大器，包括分配器，用于 將放大電路的輸入信號分離為n個分離的信號；第一前置放大器，用 于放大分離的信號的其中一個，其中第一放大器按照AB類偏置；第 二至第n前置放大器，用于放大分離的信號的中的其它信號，其中第 二至第n放大器按照C類偏置；載波放大電路，用于放大第一前置 放大器的輸出，其中載波放大電路按照AB類偏置；第二至第n峰值 放大電路，如果第二至第n前置放大器的輸出等于或高于閾值電平， 則用于放大第二至第n前置放大器的輸出，其中第二至第n峰值放大 電路按照B類或C類偏置；以及多赫蒂組合器，用于將載波放大電 路的輸出和第二至第n峰值放大電路的輸出進行相互組合。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供一種放大器，包括分配器，用于 將放大電路的輸入信號分離為兩個或多個分離的信號； 一個或多個第 一前置放大器，用于放大所述分離的信號的其中一個，其中至少一個 第一放大器按照AB類偏置； 一組或多組級聯(lián)的第二前置放大器，用 于放大其它分離的信號，其中每一組級聯(lián)的第二前置放大器被配置為
使得第二前置放大器中前端的一個按照C類偏置；載波放大電路，
用于放大第一前置放大器的輸出； 一個或多個峰值放大電路，如果上 述一組或多組第二前置放大器的輸出高于閾值電平，則用于放大上述 一組或多組級聯(lián)的第二前置放大器的輸出；以及多赫蒂組合器，用于 將載波放大電路的輸出和上述一個或多個峰值放大電路的輸出進行 組合。
最好，多個第一前置放大器都被串聯(lián)地連接，以及第一前置放大 器中的前端的一個按照C類偏置。
附圖簡述
12通過以下結(jié)合附圖給出的優(yōu)選實施例的描述，本發(fā)明的上述及其 它目的、特征將變得更加明顯，其中
圖1顯示了傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的結(jié)構(gòu)圖2描述了圖1中顯示的多赫蒂放大器的集電極效率或漏極效率 的理論預測值；
圖3是表示負載阻抗的典型變化的史密斯圓圖4描述了根據(jù)本發(fā)明之第一實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖5是描述通過使用輸出匹配電路43以及阻抗變換器64進行阻
抗匹配的史密斯圓圖。
圖6是顯示在阻抗變換器的電長度為零的情況下根據(jù)本發(fā)明之 第一實施例的放大器的配置圖7描述了根據(jù)本發(fā)明之第二實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖； 圖8提供了根據(jù)本發(fā)明之第三實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖； 圖9顯示了根據(jù)本發(fā)明之第四實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖； 圖IO是傳統(tǒng)的兩級公共放大器的結(jié)構(gòu)圖11是描述載波放大器4、峰值放大器5以及兩者的輸出功率 的圖12描述了根據(jù)本發(fā)明之第五實施例的公共放大器的結(jié)構(gòu)以及
圖13描述了根據(jù)本發(fā)明之第六實施例的公共放大器的結(jié)構(gòu)圖。
具體實施例方式
在下文中，參考附圖，將描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
(實施例1)
圖4描述了根據(jù)本發(fā)明之第一實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖。圖4中 顯示的放大器與圖1中顯示的放大器的不同之處在于入/4變換器61被替換為安裝有一個任意電力長度的傳輸線的阻抗變換器64，以 及相位變換器3被替換為相位變換器31。除一些組件的規(guī)格可能不 同之外，圖4中顯示的放大器的其它配置與圖1中顯示的放大器的相 同。
輸入信號被輸入到輸入端l。輸入信號被分配器2分離，分配器 2例如是3dB的耦合器或者在接線板上形成的T型分支線。相位變換 器31大體上是一個傳輸線，其可以產(chǎn)生與阻抗變換器64的延遲相對 應的延遲。當在節(jié)點62組合阻抗變換器64的輸出信號和輸出匹配電 路53的輸出信號時，相位變換器31使得阻抗變換器64的輸出信號 的相位等于輸出匹配電路53的輸出信號的相位。因為由阻抗變換器 64引起的相位差和由載波放大電路4以及峰值放大電路5引起的相 位差必須被計算，所以相位變換器31的延遲可能與阻抗變換器64的 延遲不同。
載波放大電路4包括輸入匹配電路41，用于實現(xiàn)與放大裝置 42之輸入側(cè)的阻抗匹配；放大裝置42，其包含，例如， 一個或多個 晶體管；以及輸出匹配電路43，用于實現(xiàn)與放大裝置42之輸出側(cè)的 阻抗匹配。阻抗變換器64被連接到載波放大器4的輸出端，以變換 其的輸出阻抗。用于放大信號的放大裝置42按照AB類偏置。在范 圍A中，輸出匹配電路43和阻抗變換器64 —起將放大裝置42的負 載阻抗變換為在其中心部分包含ZA的近似圓形的曲線上的阻抗。在 范圍C中，輸出匹配電路43和阻抗變換器64 —起將放大裝置42的 負載阻抗變換為ZA。
其它分離的信號在其相位被相位變換器31延遲之后被輸入到峰 值放大電路5。類似于載波放大電路4，峰值放大電路5包括輸入匹 配電路51;包含，例如， 一個或多個晶體管的放大裝置52;以及輸 出匹配電路53。放大裝置52按照B類或者C類偏置。通常，放大裝 置42和52都是半導體裝置，例如LD-MOS (Lateral Double-diffUsedMOS，橫向雙擴散MOS)、 GaAs-FET、 HEMT或者HBT。在范圍A
中，輸出匹配電路53將放大裝置52的負載阻抗變換為Z5。在范圍C 中，輸出匹配電路53將放大裝置52的負載阻抗變換為基本上為無窮 大的值。輸入匹配電路41和51以及輸出匹配電路43和53可以被配 置為集總常數(shù)電路、分布常數(shù)電路、或者其結(jié)合體。此外，輸出匹配 電路43和53可以包括有雜散電容或電感。
阻抗變換器64的輸出信號與輸出匹配電路53的輸出信號在求和 結(jié)點62組合。阻抗變換器64是一個電長度1為0 入/2或更長的傳 輸線。在阻抗變換器64的電長度為零的情況下，它與圖6中顯示的 理想導線相同。Zp即，阻抗變換器64的特性阻抗等于2Z7=2Z22/Z。。
在結(jié)點62組合的信號被輸入到A/4變換器7，其將Z7，即，從 結(jié)點62看到的A/4變換器7的輸入阻抗，變換為Z。，即輸出負載阻 抗。A/4變換器7可以被配置為在接線板上形成的印刷電路，寬度與 特性阻抗Z2相對應以及長度與電長度A /4相對應。盡管通過使用入/4 變換器可以在相對較寬的頻率范圍中實現(xiàn)阻抗匹配，但是也可以使用 除入/4變換器之外的其它設備，只要能實現(xiàn)阻抗匹配。
圖5是描述通過使用輸出匹配電路43以及阻抗變換器64進行阻 抗匹配的史密斯圓圖。輸出匹配電路43被配置為使得當輸出匹配電 路43的負載阻抗Z9等于Z,時，其輸出功率為Po (它是作為單體的 載波放大器4的最大功率)。S卩，在范圍C中，放大裝置42的負載 電阻和ZA相等，其中阻抗變換器64用作一個傳輸線。
在范圍A中，輸出匹配電路53的輸出阻抗基本為無窮大。因此， Z9在1 = 0或A /2的情況下被變換為由點a表示的Z7，以及在1 =入/4 的情況下被變換為由點b表示的Z^/Z7。此外，如果1在0和A /2之
間的范圍內(nèi)變化，則Z9沿著以Zi為中心的圓順時針方向變化。
由以&為中心的圓表示的阻抗通過輸出匹配電路43被映射到將 ZA包含在其中心位置的近似圓形的曲線上。點a、 b和c分別與點a'、b'和c'相對應，其意味著通過改變l可以將阻抗變換為a'、 b'和c'。 因此，優(yōu)選的設定l，使得c'為載波放大電路或放大器的性能最好的 點。1的最優(yōu)值是由，例如，反復試驗來確定的。可以執(zhí)行試驗來觀 察作為單體的載波放大電路的性能。然而，更優(yōu)選地，執(zhí)行試驗來觀 察整個放大器的性能。
根據(jù)實施例1，即使當最優(yōu)點沿著將Za包在其中心位置的近似 圓形的曲線變化時，只通過變化l就可以實現(xiàn)阻抗匹配，而不管放大 裝置等等的類型。
圖6顯示在阻抗變換器的電長度1為零的情況下，根據(jù)本發(fā)明之 第一實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖?？梢愿鶕?jù)裝置的狀況，當最好使阻抗 變換器64中的損耗為零時使用圖6中顯示的結(jié)構(gòu)。
此外，盡管在以上描述中電長度1為0到入/2，但是l可以長于 入/2。另外，Z!不是必須完全地等于2Z7，有時可以稍有不同。
(實施例2)
圖7描述根據(jù)本發(fā)明之第二實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖。圖7中顯 示的放大器與圖4中顯示的放大器的不同之處在于阻抗變換器65 連接在輸出匹配電路53和結(jié)點62之間，以及相位變換器31被替換 為相位變換器33。除一些組件的規(guī)格可能不同之外，圖7中顯示的 放大器的其它配置都與圖4中顯示的放大器的相同。
當放大裝置52由于其輸入電平低而不工作時，阻抗變換器65將 輸出匹配電路53的輸出阻抗Z2o變換為較大的值Z2i。由此抑制流入 載波放大電路4的信號。阻抗變換器65具有例如與阻抗變換器64相 同的任意長度傳輸線。
相位變換器33產(chǎn)生與阻抗變換器65的相位延遲相應的相位延 遲。相位變換器33在放大電路4的相位與峰值放大電路5的相位有 很大差別的情況下可以被插入到載波放大電路4中。相位變換器33
16調(diào)整由阻抗變換器64、載波放大電路4以及峰值放大電路5弓l起的 相位差。
根據(jù)第一實施例，傳統(tǒng)的輸出匹配電路53的輸出阻抗在輸入電 平小時不會變得足夠大，由此引起載波放大電路4中的功率損耗。然 而，根據(jù)第二實施例，通過添加阻抗變換器65可以使從結(jié)點62看到 的峰值放大電路5的輸出阻抗變大，因此可以抑制載波放大電路4的 功率損耗。
(實施例3)
圖8提供根據(jù)本發(fā)明之第三實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖，圖8中顯 示的放大器與圖4中顯示的放大器的不同之處在于其中設置有多個 載波放大電路或者多個峰值放大電路，分配器2被替換為分配器21， 以及A/4變換器7被替換為阻抗變換器71。除一些組件的規(guī)格可能 不同之外，圖8中顯示的放大器的其它配置都與圖4中顯示的放大器 的相同。該實施例是優(yōu)選的，尤其當兩個放大器不能提供足夠大的需 要的輸出功率時。
分配器21將輸入到輸入端1的信號分離為n個。4-1、 4-2、…4-k (0<k<n)是對應于圖4中的載波放大電路4的k個載波放大電路。 5-1、 5-2、 ...5-m是對應于圖4中的峰值放大電路5的m個峰值放大 電路。4-1至4-k以及5-1至5-m也能夠被連接到與圖7中顯示的一 樣的阻抗變換器65或者相位變換器33。盡管圖8中未示出，載波放 大電路4-1至4-k以及峰值放大電路5-1至5-m的輸出的相位都被調(diào) 整，以便這些輸出可以在求和結(jié)點以相同的相位被組合。阻抗變換器 71將放大器的輸出阻抗變換為Zo。阻抗變換器71是例如入/4變換器。
根據(jù)第三實施例，輸入信號被分配器21分離為n個，其中的k 個都被在從小信號輸入到大信號輸入的范圍內(nèi)工作的AB類放大器放 大，其中的m個都被在大信號輸入范圍內(nèi)工作的B類或C類放大器
17放大。峰值放大電路可以在相同的輸入電平開始工作。然而，峰值放 大電路也可能具有不同的偏置電平，以及隨著輸入電平的增大一個接 一個開始工作。
(實施例4)
圖9顯示根據(jù)本發(fā)明之第四實施例的放大器的結(jié)構(gòu)圖。圖9中顯 示的放大器與圖8中顯示的放大器的不同之處在于前置放大器被串 聯(lián)地連接到載波放大電路或峰值放大電路。這個實施例可以提高功率 效率。
通常，放大器使用多個放大裝置，以獲得足夠高的增益。例如， 前置放大器可以串行地連接到圖4、 6或7中顯示的放大器。然而， 因為圖4、 6以及7中顯示的放大器包括分配器2，所以傳送到峰值 放大電路的電功率在圖4、 6以及7中顯示的放大器在峰值放大電路 不工作的范圍C中的情況下沒有被有效使用。即，盡管被前置放大 器放大的信號被輸入到輸入端l，其中的輸入功率被部分浪費，在最 壞的情況下為3dB。傳統(tǒng)的多赫蒂放大器之功率增加效率由于這個分 離損耗而減小。
在圖9中，44-1至44-k以及54-1至54-m都是前置放大器，其 分別被連接在分配器21和放大電路4-1至4-k以及5-1至5-m之間。 如果需要，這些前置放大器可以具有輸入匹配電路或者輸出匹配電 路。這些前置放大器可以具有相同的結(jié)構(gòu)，或者按照不同類型偏置。 此外，這些前置放大器可以以多級方式被連接。多個前置放大器(例 如，44-l到44-k)也可以聯(lián)合起來作為公共放大器。
根據(jù)第四實施例，輸入信號在輸入信號為小電平時被分配器21 分離，由此減小分離損耗以提高放大器的功率效率。這是顯而易見的， 尤其當例如放大裝置42的增益較小時。
與傳統(tǒng)的多赫蒂放大器相比，根據(jù)第一到第四實施例的放大器通過適當?shù)卣{(diào)整阻抗匹配可以增強性能。
(實施例5)
圖12描述了根據(jù)本發(fā)明之第五實施例的公共放大器的結(jié)構(gòu)圖。 圖12中顯示的公共放大器與圖IO中顯示的公共放大器的不同之處在 于兩個前置放大器91和92都設置在分配器2和放大電路4和5之 間。在圖12中，具有與圖IO相同的參考數(shù)字的組件與圖10中這些 組件的規(guī)格相同。
10'是傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的靠后的部分。其中，除分配器2以 及相位變換器3都不包括在其中之外，傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的靠后的 部分與傳統(tǒng)的多赫蒂放大器的結(jié)構(gòu)相同。輸入信號被分配器2分離， 分配器2是例如在接線板上形成的威爾金森分配器。相位變換器3可 以產(chǎn)生與A /4變換器61的相對應的時間延遲或相位延遲。相位變換 器3調(diào)整由阻抗變換器64、載波放大電路4以及峰值放大電路5引 起的相位差。當在結(jié)點62組合X /4變換器61的輸出信號和峰值放大 電路5的輸出信號時，相位變換器31使得入/4變換器61的輸出信號 的相位等于峰值放大電路5的輸出信號的相位。因為時間差或相位差 不僅可以由A/4變換器61引起，而且可以由前置放大器91和92以 及放大電路4和5引起。所以相位變換器31的時間延遲或相位延遲 可能與入/4變換器61的時間延遲或相位延遲不同。相位變換器3可 以被配置使得時間延遲或相位延遲可以被有效控制。
用于接收分離的信號之一以放大所接收的信號的前置放大器91 按照AB類偏置，以維持載波放大電路4的輸入信號需要的足夠的直 線性。前置放大器91的放大器補償被指定為例如，與載波放大電路 4的基本相同或者稍大。
用于接收另一個分離的信號以放大所接收的信號的前置放大器 92按照C類偏置，以維持峰值放大電路5的輸入信號需要的足夠的
19直線性。因此，前置放大器91的輸出信號可能與前置放大器92的不 同。
載波放大電路4接收前置放大器91的輸出信號，以放大所接收 的信號，并且峰值放大電路5接收前置放大器92的輸出信號，以放 大所接收的信號。通常，前置放大器91和92以及放大電路4和5使 用的放大器裝置都是半導體裝置，例如LD-MOS ( Lateral Double-diffUsed MOS，橫向雙擴散MOS)、 GaAs-FET、 HEMT或者 HBT。載波放大電路4使用的放大裝置與峰值放大電路5所使用的放 大裝置可以具有基本上相同的配置。
入/4變換器61包含用于實現(xiàn)阻抗匹配的傳輸線。代替A/4變換 器61，由傳輸線以類似于圖4的方式制成的阻抗變換器可以被用于 實現(xiàn)阻抗匹配，其中所述傳輸線具有0 入/2或更長的電長度1，以 及其中的特性阻抗為Z, = 2Z22/Zo。
入/4變換器61的輸出信號和峰值放大電路5的輸出信號在求和 結(jié)點62被組合，在結(jié)點62組合的信號被輸入到A /4變換器7，入/4 變換器7將Z7，即，從結(jié)點62看到的入/4變換器7的輸入阻抗，變 換為Zo，即，輸出負載阻抗。入/4變換器7可以被配置為在接線板 上形成的印刷電路，寬度與特性阻抗Z2相對應以及長度與電長度入/4 相對應。盡管通過使用A /4變換器可以在整個相對較寬的頻率范圍中 實現(xiàn)阻抗匹配，但是也可以使用除A/4變換器之外的其它裝置，只要 能實現(xiàn)阻抗匹配。
此后，將估計圖12中顯示的公共放大器的功率增加效率。其中 每個組件的特性被假定為與圖10中相對應的組件相同，以及只要輸 入電平是常數(shù)，公共放大器的輸出電平就被假定為常數(shù)。前置放大器 91和92分別配置為按照AB類以及C類偏置。前置放大器91的配 置與前置放大器92的配置相同。前置放大器91和92的效率以及增 益都與圖10中放大器20的相同，但是前置放大器91和92的輸出電平低于前置放大器20的輸出電平。圖3中顯示的公共放大器的輸入 電平和輸出電平都被設定為與圖5中顯示的公共放大器的輸入電平 和輸出電平相同。
多赫蒂放大器的靠后的部分10'的規(guī)格如下
輸出功率20W
增益12dB (由于缺少分配器而增大3dB)
集電極效率35%
前置放大器91的規(guī)格如下-
輸出功率1.25W
輸入功率0.078W
擴大率12dB 集電極效率20%
前置放大器92在7到10dB的補償時不執(zhí)行放大。放大器91的 阻抗與載波放大電路4的阻抗完全地匹配，因此其間的功率損耗可以 忽略。顯然，當放大器在范圍A中時，峰值放大電路5中浪費的電 功率從1.25W降低到0.078W。
因此，我們獲得以下結(jié)果
多赫蒂放大器的功率消耗為20/0.35 = 57.1W; 前置放大器的功率消耗為1.25/0.2 = 6.25W;以及 公共放大器的功率增加效率為(20-0.156)/(57.1+6.25) =31.3%。 正如以上可以看到的，與圖10中顯示的傳統(tǒng)的公共放大器相比， 根據(jù)第五實施例的公共放大器的功率效率增大2.8%。
載波放大電路4的飽和輸出與峰值放大電路5的可以相同或者不
同。此外，盡管上述公共放大器具有兩級結(jié)構(gòu)，但是根據(jù)本實施例的 公共放大器可以具有n級(n>2)結(jié)構(gòu)，所以在維持效率的同時可以 提高增益。在這種情況下，對于峰值放大的前置放大器，盡管所有都 可以按照C類偏置，但是也可以只有前端上的一個按照C類偏置。此外，根據(jù)這個實施例的公共放大器可以包括一控制電路，用于
控制峰值放大電路4以及峰值放大電路5的增益或相位，以便適當?shù)?在載波放大電路4和峰值放大電路5之間分布負載阻抗的影響，或者 優(yōu)化多赫蒂放大器性能。在這種情況下，更優(yōu)選地，控制電路被安裝 在一串前置放大器當中靠前級的前置放大器中。以這種方式，可以提 高多赫蒂放大器的性能，同時抑制控制電路中的功率損耗?？刂齐娐?可以使用例如，PIN 二極管或可變電容二極管電力控制增益或相位。
圖13描述了根據(jù)本發(fā)明之第六實施例的公共放大器的結(jié)構(gòu)圖。 第六實施例之公共放大器與第五實施例之公共放大器的區(qū)別在于其 配置使得三個放大電路的輸出都被組合輸出。在圖13中，與圖12具 有相同參考數(shù)字的組件具有與圖12中的這些組件相同的規(guī)格。
分配器21將輸入信號分離為三個分離的信號，所分離的信號其 中一個被輸入到前置放大器91、另一個分離信號被輸入到相位變換 器3，以及其它分離的信號被輸入到另一個相位變換器34。當在結(jié)點 63組合入/4變換器61的輸出信號和峰值放大電路5的輸出信號時， 相位變換器3使得A /4變換器61的輸出信號之相位等于峰值放大電 路5的輸出信號之相位。當在結(jié)點66組合阻抗變換器64的輸出信號 和另一個峰值放大電路55的輸出信號時，相位變換器34使得阻抗變 換器64的輸出信號之相位等于峰值放大電路55的輸出信號之相位。
參考數(shù)字91、 92以及93表示前置放大器。輸入到前置放大器 91、 92以及93的分離信號分別被放大電路4、 5以及55放大。載波 放大電路4的輸出信號經(jīng)由A /4變換器61在結(jié)點63與峰值放大電路 5的輸出信號組合。此后，這個組合的信號經(jīng)由阻抗變換器64在結(jié) 點66與峰值放大器55的輸出信號組合。阻抗變換器71將放大器的 輸出阻抗變換為Z0。
盡管附圖中未示出，如果將第六實施例與假定的配置比較，通過 如圖13所示，在各個放大電路4、 5以及55之前分別插入前置放大
22器91到93，分離損耗的絕對值被減小以及功率增加效率被提高，所
述假定的配置是包括有三個放大電路的公共放大器在輸入信號以類
似于圖10的方式被分離輸入到峰值放大電路或驅(qū)動電路之前具有前 置放大器。參考第六實施例的描述，盡管沒有詳細描述，但是這個結(jié) 果對于本領(lǐng)域技術(shù)人員是顯而易見的。
峰值放大電路55的結(jié)構(gòu)基本上和峰值放大電路5的結(jié)構(gòu)相同， 除設定其工作點使其在比峰值放大電路5更高的輸入電平開始工作。 阻抗變換器64包含傳輸線，其配置類似于入/4變換器61的配置。只 要可以實現(xiàn)阻抗匹配，也可以用其它種類的設備代替入/4變換器61 或阻抗變換器64。
此后，將描述圖13中顯示的公共放大器的工作。當其中的輸入 電平?jīng)]有高到足以使峰值放大電路55工作時，圖13中顯示的公共放 大器中的載波放大電路4之輸出信號與圖12中顯示的公共放大器中 的基本相同。因此，在這種情況下，在圖13中的結(jié)點63組合的信號 與在圖12中的結(jié)點62組合的信號基本相同。此外，峰值放大電路 55的負載阻抗實際是無窮大。阻抗變換器64變換從結(jié)點63看到的 輸出阻抗，以將它的影響轉(zhuǎn)移到節(jié)點66。因此，當前置放大器92和 /或93不工作時，分離損耗減小。
當輸入電平高到足以使峰值放大電路55飽和時，從阻抗變換器 64看到的輸入阻抗增大，因此從結(jié)點63看到的輸出阻抗變得使得供 應的功率可以被有效地傳輸。因此，公共放大器的輸出功率幾乎相等 地分配到放大電路4、 5以及55。
通過象圖12的公共放大器中的載波放大電路4那樣操作圖13的 公共放大器中的放大電路4和5的組合體，可以容易地理解圖13中 的公共放大器在輸入電平使得峰值放大電路55幵始工作的行為。
盡管多赫蒂放大器由根據(jù)本發(fā)明第六實施例的A/4變換器61、 阻抗變換器64以及結(jié)點63和66構(gòu)成，其中也可以使用其它配置，
23例如，僅包含單個結(jié)點的配置。此外，被多赫蒂組合器組合的分離信
號的個數(shù)可以大于3。另外，也可以將多個前置放大器組合成單獨的 一個，以及讓分離的信號共享它。正如以上所述，通過在放大電路4、 5以及55之前分別插入前置放大器91到93，當峰值放大電路5以及 55不工作時，分離損耗的絕對值減小，使得提高了功率增加效率。
根據(jù)第五和第六實施例的多級放大器，當輸入電平較低以抑制分 離損耗時，通過分離輸入信號，可以使放大器的功率效率接近于多赫 蒂放大器的集電極效率。
在說明中使用的術(shù)語"A類"、"AB-類"、"B類"以及"C類" 應該解釋為僅僅定義基于無效電流的偏置條件，并且與基于輸出匹配 電路之配置的操作類別(例如F類)兼容。
本發(fā)明可以由任何裝置、任何電路或者任何設備實現(xiàn)。多個電路 可以被用于實現(xiàn)單一的功能，以及單個電路可以實現(xiàn)多個功能。此外， 本發(fā)明之優(yōu)選實施例的功能或結(jié)構(gòu)不應該被解釋為本發(fā)明的本質(zhì)。
雖然已經(jīng)參考所述優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了展示和描述，本領(lǐng) 域技術(shù)人員將會理解到，在不脫離如下列權(quán)利要求中所定義的本發(fā)明 的精神和范圍的情況下，可以進行各種變化和改進。
權(quán)利要求
1、一種放大器，用于組合多個放大電路的輸出以產(chǎn)生放大器輸出，所述放大器包括第一放大電路，用于操作AB類的第一放大裝置，其中，所述第一放大電路是所述多個放大電路中之一；第二放大電路，用于操作B類或C類的第二放大裝置，其中，所述第二放大電路是所述多個放大電路中之一；以及求和結(jié)點，在該求和結(jié)點，所述第一放大電路的輸出經(jīng)由包含電長度不為λ/4的傳輸線的第一阻抗變換器與所述第二放大電路的輸出組合。
2、 如權(quán)利要求1所述的放大器，其中，所述第二放大裝置經(jīng)由 輸出匹配電路以及包含傳輸線的第二阻抗變換器連接到所述求和結(jié) 點。
3、 如權(quán)利要求2所述的放大器，還包括分配器，用于將所述放大電路的輸入信號分離為多于一個分離的 信號；第一前置放大器，用于通過按照AB類進行工作來放大所述分離 的信號中之一，以將放大的信號發(fā)送到所述第一放大電路；以及第二前置放大器，用于通過按照AB類、B類或者C類進行工作 來放大所述分離的信號中的另一個，以將放大的信號發(fā)送到所述第二 放大電路。
全文摘要
提供一種放大器，用于組合多個放大電路的輸出以產(chǎn)生放大器輸出。放大器包括第一放大電路，用于操作AB類的第一放大裝置，其中，所述第一放大電路是所述多個放大電路當中的一個；第二放大電路，用于操作B類或C類的第二放大裝置，其中，所述第二放大電路是所述多個放大電路當中的一個；求和結(jié)點，在該求和結(jié)點處，所述第一放大電路的輸出經(jīng)由包含電長度不為λ/4的傳輸線的第一阻抗變換器與所述第二放大電路的輸出組合。所述第二放大裝置經(jīng)由輸出匹配電路以及包含傳輸線的第二阻抗變換器連接到所述求和結(jié)點。
文檔編號H03F1/02GK101494439SQ20091012642
公開日2009年7月29日 申請日期2005年11月7日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月5日
發(fā)明者大久保陽一, 安達勝, 武田康弘, 須藤雅樹 申請人:株式會社日立國際電氣