專利名稱：用于線性混頻器的方法及配置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明 一般涉及混頻器，具體而言涉及高線性的混頻器電路。
背景技術(shù)：
混頻器在像用于下變頻及上變頻的頻率轉(zhuǎn)換裝置的通信系統(tǒng)中扮演著不可或缺的作用。在微波頻率，使用單個(gè)或多個(gè)晶體管單一集
成的混頻器存在于例如Si雙極性CMOS、 SiGeHBT、 GaAs FET、 GaAsp-HEMT的各種半導(dǎo)體技術(shù)中。顯然，各種電路拓樸還帶來無源及有源類型的混頻器。.
除了對變頻增益的相對適度需要外，對這些混頻器通常還要求高線性及低噪聲系數(shù)。但是，現(xiàn)有電路拓樸的常見問題是難以提供高線性與低噪聲的組合同時(shí)還提供正變頻增益。
因此，存在對同時(shí)實(shí)現(xiàn)高線性、低噪聲及正增益的電路拓樸的需要。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供新的混頻器電路。
本發(fā)明的另一目的是提供高線性的混頻器。
再一 目的是提供具有低噪聲的高線性的混頻器。
甚至又一目的是提供具有正變頻增益的高線性、低噪聲混頻器。
依照權(quán)利要求集合獲得這些及其它目的。
依照基本方面，本發(fā)明的混頻器1的實(shí)施例公開了組合混頻器1,所述組合混頻器包括以并聯(lián)方式耦合在第一及第二輸入端口 IN1、 IN2與輸出端口 OUT之間的兩個(gè)混頻器Ml、 M2?；祛l器M1、 M2是dc耦合的，且布置成由在第二輸入端口 IN2的輸入信號同時(shí)驅(qū)動(dòng)。此外，
4在第一輸入端口 IN1提供偏置電壓Vb，as，因此響應(yīng)于輸入信號的增加
而實(shí)現(xiàn)第一混頻器M1的增益擴(kuò)展。所以，組合的混頻器布置能夠提
供改進(jìn)的線性。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)包括
上變頻及下變頻的改進(jìn)混頻器
具有改進(jìn)線性的混頻器
具有降低的噪聲及正增益的混頻器


可通過參考與附圖 一起進(jìn)行的以下描述來最好地理解本發(fā)明及其其它目的及優(yōu)點(diǎn)，其中
圖la-lc示出了各種已知的跨導(dǎo)混頻器拓樸；圖2示出了已知的開關(guān)混頻器拓樸；
圖3示出了已知的具有預(yù)變形(即線性化電路)的混頻器拓樸；圖4示出了另 一已知混頻器拓樸(即所謂的微混頻器)；圖5示出了本發(fā)明的實(shí)施例；圖6示出了本發(fā)明的另一實(shí)施例；圖7示出了本發(fā)明的又一實(shí)施例。
具體實(shí)施例方式
將針對實(shí)現(xiàn)為完全以例如Si或GaAs技術(shù)集成到半導(dǎo)體芯片上的混頻器拓樸來描述本發(fā)明。但是，顯然，可使用分立元件或集成電路(IC)與分立元件的組合的混合來實(shí)現(xiàn)該拓樸。此外，雖然本描述主要涉及下變頻，但是相同拓樸同樣可還用于上變頻。
為了提供對已知混頻器拓樸的困難的更深理解，下面將描述并討論混頻器拓樸的選擇。
一種已知技術(shù)是所謂的跨導(dǎo)混頻器，如圖l所示，其中通過利用集電極電流與基極-發(fā)射極電壓之間的非線性特性實(shí)現(xiàn)頻移。如圖l(a)所示，射頻(RF)與本振(LO)信號均可經(jīng)由一般占用大部分芯片
空間的功率合并器施加到晶體管Ql的基極。備選地，RF與LO信號可分別施加到發(fā)射極與基極，如圖1 (b)所示，其中Le提供AC阻塞(chock)。圖1 (c)中示出了單平衡式情形的跨導(dǎo)混頻器。
另一種廣泛部署的有源混頻器拓樸是所謂的開關(guān)型混頻器[l]。圖2 ( a)示出了 一種示例，其中晶體管Ql將在輸入端RF施加的RF電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?，該電流信號被晶體管Q2以LO的頻率進(jìn)行閉合與斷開。如圖2 (b)所示，在使用差分LO來開關(guān)發(fā)射極耦合對時(shí)，獲得所謂的單平衡式Gilbert混頻器。
上述現(xiàn)有有源混頻器拓樸的線性性能以 一 種方式或另 一 方式變化并通常存在不足。 一般而言，存在對改進(jìn)混頻器線性使得它不因?yàn)榫€性而在接收機(jī)與發(fā)射機(jī)鏈的設(shè)計(jì)中成為瓶頸的強(qiáng)烈需要。
一種改善混頻器電路的線性的已知方法是在先前所述的Gilbert混頻器中采用大DC電流，但是不幸的是大DC電流增加了噪聲并消耗大部分dc功率。另一種方法是使用預(yù)變形(所謂的線性化電路)，它最好被描述為具有補(bǔ)償混頻器的增益收縮的增益擴(kuò)展的非線性電路，如圖3 [2]所示。但是，線性化電路引入了額外的插入損耗及噪聲。
第三種已知方法是應(yīng)用所謂的微混頻器拓樸，如圖4 [3]、 [4]所示。晶體管Ql、 Q2及Q3構(gòu)成跨導(dǎo)級，并將單端的RF電壓信號轉(zhuǎn)換成Q3與Q2的差分集電極電流。配置在共基的晶體管Q3與配置在共射的晶體管Q2在這種拓樸中是兩個(gè)必不可少的元件。這種跨導(dǎo)級具有比用在雙平衡式Gilbert混頻器中的發(fā)射極耦合對更好的線性。但是，孩i混頻器具有高噪聲系數(shù)及低變頻增益的缺點(diǎn)。
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供具有改進(jìn)的線性性能、同時(shí)確保低噪聲與正增益的混頻器拓樸。
依照本發(fā)明的混頻器拓樸的一般實(shí)施例參考圖5進(jìn)行描述。該實(shí)施例公開了具有用于接收輸入信號的第一與第二輸入端口 IN1、 IN2的組合式混頻器1。此外，該混頻器包括以并聯(lián)方式耦合在所述輸入IN1、 IN2與輸出OUT端口之間的兩個(gè)混頻器單元Ml、 M2。這兩個(gè) 混頻器是dc耦合的，并設(shè)計(jì)成由在第二輸入端口 IN2施加的單輸入 信號驅(qū)動(dòng)。此外，第一輸入端口 IN1還適合接收偏置電壓Vbias。
依照本發(fā)明的混頻器拓樸的實(shí)施例，提議的混頻器包括單平衡式 跨導(dǎo)混頻器Ml與單平ff式Gilbert混頻器M2,如圖5所示。偏置電 壓Vbias同時(shí)向Ml與M2經(jīng)過其直接dc耦合提供dc偏置。該組合的 巧妙之處在于考慮到此類特殊偏置配置導(dǎo)致混頻器Ml響應(yīng)于在第二 輸入端口 IN2的所提供輸入RF信號的增加的增益擴(kuò)展。因此，擴(kuò)展 了整個(gè)混頻器的線性范圍。
跨導(dǎo)混頻器M1包括一對晶體管Ql、 Q2,其中第一晶體管Ql連 接到第一輸入端IN1的第一端INl+及輸出端口 OUT的第一輸出端 OUT-。第二晶體管Q2連接到第一輸入端IN1的第二端IN-及輸出端 口 OUT的第二輸出端OUT+。此外，這兩個(gè)晶體管Q1、 Q2相互耦合 并與節(jié)點(diǎn)N耦合，節(jié)點(diǎn)N又連接到第二輸入端口 IN2并經(jīng)由電流源 Ie接地。
Gilbert混頻器M2包括三個(gè)晶體管Q3、 Q4、 Q5。第三晶體管Q3 與第一輸出端OUT-耦合，并耦合到第一輸出端口 IN1的第二輸入端 INl-。第四晶體管Q4與第二輸出端OUT+耦合，并耦合到第一輸入 端口 IN1的第一端INl+。此外，第三與第四晶體管Q3、 Q4相互耦合， 并耦合到第五晶體管Q5,第五晶體管Q5又經(jīng)由節(jié)點(diǎn)N與所述第二輸 入端口IN2耦合，并耦合到地。
依照特定實(shí)施例，第一輸入端口 IN1可包括本振輸入端口 ，用于 接收本振的差分輸入信號。通過對應(yīng)方式，笫二輸入端口IN2可包括 RF輸入，用于接收單端RF輸入信號。
單端RF輸入信號同時(shí)驅(qū)動(dòng)上述兩個(gè)混頻器。例如在第一及第二 晶體管Q1、 Q3的集電極相連接且第二及第四晶體管Q2、 Q4的集電 極相連接的雙極性晶體管的情況下，混頻器M1、M2的輸出并聯(lián)連接。
混頻器M2中的晶體管Q5的基極與跨導(dǎo)混頻器中的第一及第二晶體管Ql及Q2的發(fā)射極相連接。因此，在Q5基極的dc電壓偏置 由在第一及第二晶體管Ql及Q2的基極的電壓配置V^s與晶體管Ql、 Q2的基極-發(fā)射極dc電壓確定。
依照特定實(shí)施例，參考圖6,圖5中的電流源Ie可由第六晶體管 Q6與電感器Lel來實(shí)現(xiàn)，第六晶體管Q6具有在節(jié)點(diǎn)N與第五晶體 管Q5的基極之間的短路的基極與發(fā)射極，電感器Lel串聯(lián)連接在第 六晶體管Q6的發(fā)射極與地之間。dc電流的量取決于在基極所施加的 電壓以及Q5與Q6的器件大小的比率。
依照再一特定實(shí)施例，也參考圖6，電感器Lin與電容器Cm可串 聯(lián)連接在第二輸入端口 IN2與節(jié)點(diǎn)N之間，以實(shí)現(xiàn)混頻器拓樸的輸入 阻抗匹配。作為選4爭，第一混頻器Ml可包括串聯(lián)連接在所耦合第一 及第二晶體管與節(jié)點(diǎn)N之間的電阻器Re或電感器Le。第二混頻器 M2可包括耦合在第五晶體管Q5的發(fā)射極與地之間的電感器Le2，以 實(shí)現(xiàn)ac輸入阻抗匹配。
在Q6發(fā)射極的電感器Lel與在Q5發(fā)射極的電感器Le2以及電 阻器Re用于改進(jìn)ac輸入阻抗匹配。此外，Lel的電感優(yōu)選大于Le2 以便導(dǎo)引更多ac電流流過Q5。這可有助于增加變頻增益。在RF輸 入的電感器Lin與電容器Cin也可用于輸入阻抗匹配。電阻器Re可用 電感器代替。負(fù)載電阻器Rt還可用電感器或優(yōu)選諧振在IF頻率附近 的LC鏈(tank)代替，以便降低噪聲系數(shù)及dc電源電壓。
dc偏置Vb咖給跨導(dǎo)混頻器Ml中的第一及第二晶體管Q1、 Q2以 及Gilbert混頻器M2中的Q5提供基極-發(fā)射極dc電壓。此類偏置布 置可在輸入RF功率增加時(shí)導(dǎo)致跨導(dǎo)混頻器的增益擴(kuò)展。這種增益擴(kuò) 展補(bǔ)償Gilbert混頻器的增益收縮，并因此改進(jìn)整個(gè)混頻器的線性。
依照另一實(shí)施例，參考圖7，電流源Ie可包括連接在節(jié)點(diǎn)N與地 之間的電流鏡像。
圖6所示的實(shí)現(xiàn)與圖4所示的微混頻器的4艮本不同在于以下事 實(shí)在圖4中在微混頻器中扮演關(guān)鍵角色的晶體管Q3被從所發(fā)明的混頻器中去除了 。晶體管Q3在微混頻器中是將單端RF電壓信號轉(zhuǎn)換 為差分電流信號必不可少及必需的。此外，在微混頻器中的Q1及Q2 的發(fā)射機(jī)耦合對充當(dāng)由LO信號控制的開關(guān)核心，而不是在該發(fā)明中 所提議的跨導(dǎo)混頻器。Ml與M2的組合利用了 Gilbert混頻器的增益 優(yōu)勢與跨導(dǎo)混頻器的線性及噪聲優(yōu)勢，所提議拓樸中的Ml與M2之 間的特定偏置關(guān)系進(jìn)一步增加if爭導(dǎo)混頻器的線性，如下文所述。 本發(fā)明的優(yōu)勢包括
*通過用并聯(lián)連接的跨導(dǎo)混頻器補(bǔ)償Gilbert混頻器的增益收縮 獲得線性改進(jìn)。
*在輸入RF功率增加時(shí)，Q5的dc基極-發(fā)射極Vbe，Q5降低，導(dǎo) 致Gilbert混頻器的增益收縮。由于Ml及M2布置成使得它 們在第二輸入端口 IN2是dc耦合的，因此Q5的直流基極-發(fā) 射極電壓降導(dǎo)致Ql及Q2的dc基極-發(fā)射極電壓Vbe,Q1/Q2的增
力口，因?yàn)閂be,Q卿與Vbe,Q5之和為常數(shù)Vbias。 Vbe,Q1/Q2的增加導(dǎo)
致跨導(dǎo)混頻器的混頻增益的增加。這補(bǔ)償了 Gilbert混頻器的 增益收縮，并擴(kuò)展整個(gè)混頻器的線性區(qū)域。附錄解釋了跨導(dǎo) 混頻器的變頻增益隨dc基極-發(fā)射極電壓增加的原因。 *此外，圖6示出的本實(shí)現(xiàn)將具有比微混頻器更低的噪聲系數(shù)， 因?yàn)槿コ艘粋€(gè)噪聲源、在共基配置中的Q3 (參見圖4)。 去除晶體管Q3的另一優(yōu)勢在于可降低dc電源電壓大約二極 管壓降的量。
該混頻器拓樸可用硅或GaAs技術(shù)來實(shí)現(xiàn)。它還可以完全集成到 芯片上，但是還可以用分立元件或IC與分立元件的混合來實(shí)現(xiàn)。該 拓樸可應(yīng)用到下變頻與上變頻混頻器。
本領(lǐng)域技術(shù)人員要理解，在不脫離本發(fā)明由隨附權(quán)利要求書定義 的范圍的情況下，可對本發(fā)明進(jìn)行各種改變與變化。
9附錄
下文嘗試簡要解釋跨導(dǎo)混頻器的變頻增益隨dc基極-發(fā)射極電壓
增加的原因。假設(shè)集電極電流Ic與基極-發(fā)射極電壓電壓Vbe(t)有關(guān)，
如下式所示
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，Is為々包和電流，且VfkT/q。如果LO信號VL(t)-VLCOS(WLt)與 RF信號VR(t)-VRCOs(WRt)分別施加給基極與發(fā)射極且dc偏置電壓為 Vbe，則基極-發(fā)射極電壓Vbe(t、尸Vbe+vL(t)- vR(t)。將其帶入(i)得到跨導(dǎo) 的函數(shù)，該函數(shù)描述輸入RF電壓與集電極電流之間的關(guān)系
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，Ux)表示改進(jìn)的第一類型Bessd函數(shù)。該時(shí)變跨導(dǎo)g(t)與vR(t) 相乘生成集電極電流的所需頻率分量，
<formula>formula see original document page 10</formula>
只有分量(W^WR)t與變頻增益有關(guān)，
變頻增益
式(4)表明跨導(dǎo)混頻器的變頻增益與基極-集電極電壓的冪指數(shù) 成比例。參考文獻(xiàn)
lj T. H. Lee， The design o/ CMOS radio'/regitenq/ integrated drctti'te， pp. 319-325， Cambridge University Press, 1998. M. Bao, Y. Li, and A. Cathelin, "A 23Gffe active mixer tyi仇diode Iinearizer in SiGe BiCMOS technotogy", Proc. of 33rd European Microwave Conference, pp. 391-393， 2003.
[3j B. Gilbert, 'The AflCi OiWZXE兄.A h^fWj/ ftnear uariant o/仇e GSbert mixer using a bisjymmetric ckiss-AB in_pat stagre ", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, pp. 1412-1423， S印t. 1997.
[4j B. Gilbert, "i F mixer w^t/i inductee degeneration", US patent number: 6122497, Sept. 19， 2000.
1權(quán)利要求
1.一種組合混頻器配置(1)，包括用于接收輸入信號的第一(LO)與第二(RF)輸入端口以及用于提供輸出信號的輸出端口(IF)，特征在于第一混頻器(M1)與第二混頻器(M2)，以并聯(lián)方式耦合在所述輸入與輸出端口(LO；RF；IF)之間；以及其中，所述第一(M1)與第二(M2)混頻器布置成同時(shí)由在所述第二輸入端口(RF)提供的輸入信號驅(qū)動(dòng)；以及其中，M1與M2是dc耦合的，使得施加在所述第一輸入端口(LO)的偏置電壓(Vbias)同時(shí)給M1與M2提供dc偏置以便響應(yīng)于所述輸入信號的增加而實(shí)現(xiàn)所述第一混頻器(M1)的增益擴(kuò)展，并因而改善所述組合混頻器配置的線性。
2. 如權(quán)利要求1所述的混頻器配置，特征在于所述第一混頻器(Ml)是單平衡式跨導(dǎo)混頻器，且所述第二混頻器(M2)是單平衡式Gilbert混頻器。
3. 如權(quán)利要求2所述的混頻器，特征在于所述跨導(dǎo)混頻器(Ml)包括耦合到所述輸出端口 (IF)的第一端并耦合到所述第一輸入端口(LO )的第 一端的第 一 晶體管Q1,且還包括耦合到所述輸出端口 ( IF )的第二端并耦合到所述第一輸入端口 (LO)的第二端的第二晶體管(Q2)，其中，所述第一與第二晶體管(Ql, Q2)耦合在一起并與連^^妄到所述第二輸入端口 (RF)的節(jié)點(diǎn)(N)耦合，且還包括連接在所述節(jié)點(diǎn)(N)與電接地之間的電流源(Ie)。
4. 如權(quán)利要求3所述的混頻器，特征在于所述Gilbert混頻器(M2)包括耦合到所述輸出端口 (IF)的所述第一端并耦合到所述第一輸入端口 (LO)的所述第二端的第三晶體管(Q3)，以及耦合到所述輸出端口 (IF)的所述第二端并耦合到所述第一輸入端口 (LO)的所述第一端的第四晶體管(Q4),且其中，所述第三與第四晶體管(Q3, Q4)耦合在一起并耦合到第五晶體管(Q5)，且所述第五晶體管(Q5)經(jīng)由所述節(jié)點(diǎn)(N)耦合到所述第二輸入端口 (RF)并耦合到所述地。
5. 如權(quán)利要求3所述的混頻器，特征在于所述電流源(Ie)包括連接在所述節(jié)點(diǎn)(N)與所述第五晶體管(Q5)之間的第六晶體管(Q6),以及連接在所述第六晶體管(Q6)與所述地之間的電感器(Lel )。
6. 如權(quán)利要求l-5中任一項(xiàng)所述的混頻器，特征在于電感器(LJ與電容器(Cin)串聯(lián)連接在所述第二輸入端口 (RF)與所述節(jié)點(diǎn)(N)之間以實(shí)現(xiàn)輸入阻抗匹配。
7. 如權(quán)利要求5所述的混頻器，特征在于所述第一混頻器(M1 )還包括耦合在所述所耦合第 一及第二晶體管(Q1, Q2 )與所述節(jié)點(diǎn)(N)之間的電阻器(Re)或電感器(Le),且所述Gilbert混頻器(M2)還包括耦合在所述第五晶體管(Q5)與所述地之間的電感器(Le2)，因而"l是供ac輸入阻抗匹配。
8. 如權(quán)利要求5所述的混頻器，特征在于所述電流源(Ie)包括耦合在所述節(jié)點(diǎn)(N)與所述地之間的電流鏡像。
9. 如權(quán)利要求1所述的混頻器，特征在于所述第一輸入端口(IN1 )適合提供本振輸入信號，且所述第二輸入端口 (IN2)適合提供射頻輸入信號。
全文摘要
組合混頻器配置(1)包括以并聯(lián)方式耦合在第一及第二輸入端口(IN1，IN2)與輸出端口(OUT)之間的第一混頻器(M1)與第二混頻器(M2)?；祛l器(M1，M2)布置成同時(shí)由在第二輸入端口(IN2)提供的輸入信號驅(qū)動(dòng)。它們是dc耦合的，使得施加在第一輸入端口(IN1)的偏置電壓(V_bias)同時(shí)給M1與M2提供dc偏置以便響應(yīng)于輸入信號的增加而實(shí)現(xiàn)第一混頻器(M1)的增益擴(kuò)展，并因而改善組合混頻器配置的線性。
文檔編號H03D7/14GK101569089SQ200680056773
公開日2009年10月28日 申請日期2006年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2006年12月22日
發(fā)明者包明泉, 李應(yīng)剛 申請人:艾利森電話股份有限公司