專利名稱：具有最優(yōu)內(nèi)置濾波功能的前饋∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)裝置和將模擬輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù) 字輸出信號(hào)的方法。更具體地，本發(fā)明涉及可用于無(wú)線接收機(jī)中的S-A ADC。
背景技術(shù)：
用于無(wú)線通信的接收機(jī)正在某種意義上被數(shù)字化，其中模擬選擇 性正被交換成數(shù)字處理，ADC正逐漸向天線靠攏。無(wú)線互聯(lián)性(譬如， 藍(lán)牙和IEEE 802.1 lx)和無(wú)線蜂窩(譬如，GSM/EDGE，UMTS)似乎
成為采用接收機(jī)基帶處理的全數(shù)字實(shí)施的主要候選者。廣播數(shù)字電視 (TV)也是主要候選者。這對(duì)例如DVB-H, ISDB-T, T-DMB, DVB-T， MediFLO這種移動(dòng)數(shù)字TV標(biāo)準(zhǔn)尤其適用。
多標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的性能直接受ADC性能的影響。這導(dǎo)致對(duì)所需ADC 的要求越來(lái)越嚴(yán)格。對(duì)Z-A調(diào)制器或轉(zhuǎn)換器的密集的正在進(jìn)行的研究 顯示出S-A轉(zhuǎn)換器成為高速、高分辨率和低功率復(fù)合信號(hào)接口的最有
希望候選者的潛力。
S-A轉(zhuǎn)換器體系結(jié)構(gòu)采用與其他ADC體系結(jié)構(gòu)根本上不同的方 法。S-A轉(zhuǎn)換器一般由積分器、量化器和單比特?cái)?shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)組 成。從輸入信號(hào)減去DAC的輸出，得到的信號(hào)被積分。比較器將積分 器的輸出電壓轉(zhuǎn)換成單比特?cái)?shù)字輸出，譬如"1"或"0"。得到的比特 變?yōu)镈AC的輸入，從ADC的輸入信號(hào)減去DAC的輸出。在這種Z-A體 系結(jié)構(gòu)下，來(lái)自ADC的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)是"1"和"0"組成的流，信號(hào)值與 量化器輸出的數(shù)字"1"的密度成比例。這個(gè)比特流數(shù)據(jù)而后被數(shù)字濾 波并被抽取以形成二進(jìn)制格式的輸出。因此，S-A轉(zhuǎn)換器電路根據(jù)模 擬輸入信號(hào)生成1比特脈沖密度調(diào)制(PDM)信號(hào)。作為另一可選方式， 2:-A轉(zhuǎn)換器電路也可生成多比特輸出。這取決于量化器的結(jié)構(gòu)。如果量化器是單比特型，則2-A調(diào)制器生成l比特輸出，但如果量化器是多
比特型，貝US-A調(diào)制器生成多比特流。其創(chuàng)建涉及模擬波形幅度的固 定寬度脈沖。隨著模擬波形的幅度升高，第一個(gè)二進(jìn)制輸出值被生成。 隨著其降低，第二個(gè)二進(jìn)制輸出值被生成。如果其保持不變，交替的 第一個(gè)和第二個(gè)二進(jìn)制輸出被創(chuàng)建。
S-A轉(zhuǎn)換器的基本原則包括幅度分辨率與抽樣率之間的平衡。與
例如奈奎斯特(Nyquist)和Flash轉(zhuǎn)換器這些其他轉(zhuǎn)換器技術(shù)相比， 轉(zhuǎn)換器對(duì)信號(hào)的抽樣比奈奎斯特抽樣頻率(即輸入信號(hào)帶寬的二倍) 快很多。它們提供高分辨率，所述高分辨率主要由它們的高速抽樣與 反饋、噪聲整形和數(shù)字濾波相結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)。此外，2-A轉(zhuǎn)換器提供較 低功耗的明顯優(yōu)勢(shì)。這是重要的標(biāo)準(zhǔn)，尤其是隨著低功率移動(dòng)通信系 統(tǒng)電路的普及，這意味著S-A轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用領(lǐng)域?qū)?huì)增多。
圖l顯示傳統(tǒng)高模擬接收機(jī)的示意框圖，在該接收機(jī)中，射頻(RF) 信號(hào)經(jīng)由天線被接收并經(jīng)由低噪聲放大器(LNA)10被提供到混頻器電 路20，在混頻器電路20中，已接收信號(hào)被轉(zhuǎn)換到低的基帶頻率范圍。 接收機(jī)的基帶部件由模擬前置濾波部分30組成，所述模擬前置濾波部 分30包含級(jí)聯(lián)的濾波部分和可編程增益放大器(PGAs)，所述可編程增 益放大器被需要以將信號(hào)限制到預(yù)定的電平。模擬前置濾波部分30后 面是傳統(tǒng)S-A ADC 40，所述傳統(tǒng)i:-A ADC 40將模擬輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù) 字信號(hào)，并將該數(shù)字信號(hào)提供到數(shù)字濾波與比例調(diào)整單元50，信號(hào)從 數(shù)字濾波與比例調(diào)整單元50被提供到數(shù)字解調(diào)電路60。
然而，根據(jù)圖l的傳統(tǒng)體系結(jié)構(gòu)導(dǎo)致這樣的劣勢(shì)，即前面的信道 濾波的不存在意味著ADC 40的輸入由所需要的信道和寬頻譜的可能 干擾信道組成。因而，ADC40的帶寬和動(dòng)態(tài)范圍必須非常線性，以防 止大干擾量產(chǎn)生的互調(diào)失真的風(fēng)險(xiǎn)使所需要的信道的接收惡化。因此， ADC 40的能耗很高。
鑒于上述劣勢(shì)，Kathleen Philips et al.， "A Continuous-Time ADC With Increased Immunity to Interferers"， IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 39, No. 12, December 2004示出具有合并濾波 和PGA的i:-A ADC。所述的體系結(jié)構(gòu)描述具有濾波信號(hào)傳遞函數(shù)(STF)的連續(xù)時(shí)間i:-A ADC。此濾波STF使得i:-A ADC對(duì)于干擾量能抗干擾， 即使干擾量超出所需要的信道的最大容許輸入電平。
圖4顯示當(dāng)為GSM/EDGE應(yīng)用設(shè)計(jì)時(shí)這個(gè)傳統(tǒng)拓?fù)涞腟TF。在轉(zhuǎn)換 帶寬內(nèi)它是平坦的，對(duì)于相鄰信道顯示出一些過(guò)調(diào)量(overshoot),并 在環(huán)路的單位增益頻率之外提供一階濾波。過(guò)調(diào)量由于開環(huán)增益從n 階快速過(guò)渡到l階的行為而出現(xiàn)，并導(dǎo)致相鄰信道在輸出方向上而被放 大?？紤]到容許輸出調(diào)制深度是固定的，這意味著相鄰信道的穩(wěn)定輸 入范圍小于所需要的信道的穩(wěn)定輸入范圍。
圖3顯示對(duì)運(yùn)算放大器非線性具有較低靈敏度的開關(guān)電容(即與 連續(xù)時(shí)間相對(duì)的離散時(shí)間)Z-A ADC拓?fù)涞氖疽夤δ軋D，如J. Silvaet al. "Wideband low-distortion delta-sigma ADC topology", IEE Electronic letters, vol. 37， No. 12， 7th June 2001所述。基本上，輸入X(z)經(jīng)由前饋 通道71被直接連接到量化器或比較器74的輸入，以創(chuàng)建沒(méi)有濾波能力 的平坦STF。數(shù)字輸出信號(hào)Y(z)經(jīng)由DAC 76被反饋，并被輸入信號(hào)X(z) 減去。具有兩個(gè)傳遞函數(shù)H"z)和H2(z)以及值為"2"的系數(shù)的積分部 件對(duì)減法輸出作積分，并將積分信號(hào)提供到求和點(diǎn)，在該求和點(diǎn)處其 與輸入信號(hào)X(z)相加。然而，由于此解決方案的ADC省略濾波能力， 所以充足的模擬前置濾波必須被提供以防止干擾量使S-A ADC過(guò)載。
然而，模擬組件在某種意義上是關(guān)鍵的，因?yàn)樗鼈円肓嗽肼暫?失真，從而使信噪比惡化，又因此使接收機(jī)靈敏度惡化。此外，它們 的偏移及增益或相位誤差累積，大量的校準(zhǔn)和控制環(huán)路被需要用于校 正。這會(huì)增加設(shè)計(jì)時(shí)間、復(fù)雜度和風(fēng)險(xiǎn)。因此，將接收信號(hào)盡早數(shù)字 化是合意的。
在E. van der Zwan， "A 0.2mW CMOS modulator for speech coding with 80dB Dynamic Range", IEEE. J. of Solid State Circuits; pp. 1873-1880 Dec. 1996中，連續(xù)時(shí)間i:-A ADC的抗混疊(alias)抑制的定
量分析被引入。所描述的模型包括前饋和反饋i:-A拓?fù)洹Ｆ溆删€性功
能塊組成，該線性功能塊包含環(huán)路濾波傳遞函數(shù)G和兩個(gè)非線性功能 塊1比特量化器和反饋DAC。額外的線性化模型被描述，其中量化 器由線性化增益c所替代，加性噪聲源A^.由增益d所替代，而反饋DAC模型用線性增益^和保持函數(shù)(hold function)來(lái)建立。
基于該線性化模型，可說(shuō)明在頻率A/處的混疊分量Zs被下式衰
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其中，lG(f) l代表環(huán)路濾波傳遞函數(shù)G在頻率/處的量值。
例如藍(lán)牙等其他無(wú)線傳輸系統(tǒng)可能需要與其他標(biāo)準(zhǔn)并行運(yùn)行，因 為當(dāng)話音或數(shù)據(jù)通信活動(dòng)時(shí)，無(wú)線終端與其他外圍設(shè)備之間的無(wú)線鏈 路不能被中止，譬如，藍(lán)牙允許在蜂窩電話呼叫過(guò)程中使用無(wú)線耳機(jī)。 因而，某些業(yè)務(wù)將同時(shí)存在于工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療頻帶(ISM頻帶)和蜂 窩頻帶中。隨著移動(dòng)電視的出現(xiàn)，這也適用于廣播數(shù)字電視。需要注 意，在多模式/多頻帶接收機(jī)中，ISM、 UHF和蜂窩頻帶數(shù)據(jù)將在普通 多頻帶天線上被接收，如圖10的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)中所示。需要注意， L頻帶(L-band)和S頻帶(S-band)也被用于移動(dòng)電視的應(yīng)用。
圖10顯示建立在用于3G通信管道的多頻帶天線12和零中頻(ZIF) 接收機(jī)22上的多模式/多頻帶接收機(jī)原理。經(jīng)由多頻帶天線12接收的信 號(hào)被提供到濾波器組16，該濾波器組16包含用于不同接收頻帶(頻帶I 到IV、 GSM、 UMTS、藍(lán)牙)的并行濾波器。雖然在圖10中未顯示， 但用于例如超高頻(UHF)等其他接收頻帶或其他廣播頻帶的濾波器也
可被提供或作為另一可選方式。在藍(lán)牙接收頻帶內(nèi)接收的藍(lán)牙信號(hào)被 提供到藍(lán)牙接收機(jī)18。在通過(guò)選擇開關(guān)14人工選擇的預(yù)定的頻帶內(nèi)接 收的其他信號(hào)通過(guò)濾波器組16的各個(gè)濾波器被接收。而后，己接收和 濾波的信號(hào)被多個(gè)低噪聲放大器(LNAs)10中相應(yīng)的一個(gè)放大，并被提 供到用于數(shù)字頻帶選擇的ZIF接收機(jī)22,其包含同相(I)和正交相位(Q) 混頻器20，該混頻器20用于使用來(lái)自可調(diào)本地振蕩器的參考信號(hào)來(lái)生 成接收信號(hào)的I和Q分量。I和Q分量在各自的可調(diào)濾波器、2-AADC和 抽取濾波器(decimation filter)中被處理。
所謂的3G DigRF標(biāo)準(zhǔn)實(shí)行一些數(shù)據(jù)速率限制，用于3G標(biāo)準(zhǔn)的射頻 集成電路(RF-IC)與基帶集成電路(BB-IC)之間的數(shù)據(jù)傳送，所述3G標(biāo) 準(zhǔn)譬如，通用移動(dòng)通信系統(tǒng)(UMTS)、碼分多址2000(CDMA2000)等等。因此，312或416MHz抽樣頻率(w/力被需要以對(duì)UMTSS-AADC進(jìn) 行計(jì)時(shí)。因而， 一些藍(lán)牙信道可混疊在一些蜂窩頻帶中，即可在一些 蜂窩頻帶內(nèi)生成互調(diào)頻率。譬如，假定藍(lán)牙信道在2404MHz被提供， UMTS信道在1988MHz (頻帶II)被提供，w/s被設(shè)定在416MHz。 2404MHz的藍(lán)牙信道被UMTS零中頻(ZIF)接收機(jī)向下轉(zhuǎn)換到 416MHz^2404MHz-1988MHz)。.在模/數(shù)轉(zhuǎn)換過(guò)程中，已向下轉(zhuǎn)換的藍(lán) 牙信道在m力-416MHz被抽樣。通過(guò)這樣做，所生成的藍(lán)牙混疊分量的 頻率恰在3G所需信號(hào)的頻率的上方。因此，在ADC的前面沒(méi)有抗混疊 (AA)濾波的情況下，信噪比(SNR)和誤碼率(BER)都嚴(yán)重惡化。
圖11顯示可被SNR和BER限制潛在地影響的蜂窩頻帶的表格，所 述SNR和BER限制由當(dāng)ADC在312MHz和416MHz被計(jì)時(shí)時(shí)所關(guān)心的 頻帶中存在的一些ISM信道混疊引起。在表格中使用下述縮寫 EU=Europe (歐洲)，JP=Japan (日本)，APAC=Asia Pacific (亞 太)，AM=AMERICA (美國(guó))。如表格左邊兩欄所指示，當(dāng)ADC在 m/^312MHz被計(jì)時(shí)時(shí)，混疊在頻帶I和IV中被生成，當(dāng)ADC在 m々-416MHz被計(jì)時(shí)時(shí)，混疊在頻帶II中被生成。值得注意的是，這個(gè)
問(wèn)題涉及世界上所有地方。
一般來(lái)說(shuō)，蜂窩和ISM頻帶中數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的共存需要在ADC處提供
抗混疊裝置或措施。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供已改進(jìn)的ADC體系結(jié)構(gòu)和方法，憑借所述
體系結(jié)構(gòu)和方法，在將ADC與接收機(jī)的輸入結(jié)合地盡量近的同時(shí)'由
相鄰信道失真引起的模擬前置濾波和抗混疊要求可被放寬。
通過(guò)權(quán)利要求1所述的ADC裝置和權(quán)利要求16所述的ADC方法實(shí)
現(xiàn)該目的。 —
因此，將ADC的輸入連接到前饋裝置的求和點(diǎn)的補(bǔ)償裝置被提供 以縮放功能，這可以獲得防止STF這的過(guò)調(diào)量，以補(bǔ)償前饋裝置的峰 化，同時(shí)保持包含前饋裝置和補(bǔ)償裝置的整個(gè)前饋拓?fù)涞囊浑A高頻選 擇性的優(yōu)點(diǎn)。因此，新的濾波前饋拓?fù)浔惶岢?。這使得ADC前面的模擬前置濾波要求顯著降低，并且不犧牲低功率限制。高頻處的抗擾性 因而被保持，ADC可與接收機(jī)的輸入(例如無(wú)線接收機(jī)鏈的天線)結(jié) 合得更近。
另外，所提出的方法和裝置提供一些顯著的混疊濾波，以便傳統(tǒng) 抗混疊濾波器可被丟棄?；殳B抑制取決于縮放系數(shù)的值。這個(gè)值越小， 混疊就被抑制得越強(qiáng)。
補(bǔ)償裝置可包含直接前饋通道。因此，通過(guò)在ADC的輸入與前饋
裝置的輸出求和點(diǎn)之間提供額外的直接通道，所提出的方案可被簡(jiǎn)單 地實(shí)現(xiàn)。
此外，前饋裝置的預(yù)定的濾波函數(shù)可具有低通特性。輸入信號(hào)的
縮放提供這樣的優(yōu)勢(shì)，即前饋裝置的STF在保持適當(dāng)?shù)牡屯V波器特性 的同時(shí)，可被修改以減小峰化。特別地，縮放系數(shù)可參照輸入信號(hào)被 優(yōu)化。
為了在抑制不需要的峰化的同時(shí)提高靈敏度，用于對(duì)模擬反饋信 號(hào)濾波的高通濾波器裝置和用于將得到的信號(hào)濾波的低通濾波器裝置 中的至少其一可被引入。譬如，高通濾波器裝置和低通濾波器裝置可 具有相同的截止頻率。
另外，抗混疊濾波器裝置可被提供用于抑制混疊信號(hào)，其中抗混 疊濾波器裝置的混疊抑制可由縮放系數(shù)設(shè)置。根據(jù)具體示例，抗混疊 濾波器裝置可包含五階環(huán)路濾波器。此外，抗混疊濾波器裝置可基于 OTA和gm-C拓?fù)渲械闹辽倨湟?。它們可具有無(wú)源的(純電阻或純電容 的)前饋系數(shù)。前饋系數(shù)也可用例如跨導(dǎo)(gm)這種有源的器件來(lái)建立。 譬如，抗混疊的濾波器裝置可基于級(jí)聯(lián)環(huán)路實(shí)現(xiàn)方式。
所提出的ADC裝置可被并入或包含進(jìn)接收機(jī)裝置中，從而降低前 置濾波的要求并提高接收機(jī)電路的魯棒性。接收機(jī)裝置可以是用于蜂 窩和其他無(wú)線信號(hào)的組合接收的多頻帶接收機(jī)。
所提出的方案的進(jìn)一步有益的修改被限定在從屬權(quán)利要求中。


現(xiàn)在將基于優(yōu)選實(shí)施例并參考附圖來(lái)描述本發(fā)明，在附圖中圖l顯示傳統(tǒng)接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)的示意框圖2顯示本發(fā)明可被實(shí)施于其中的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)的示意框圖； 圖3顯示具有已減小失真的公知2-A ADC拓?fù)涞氖疽夤δ芸驁D； 圖4顯示前饋拓?fù)涞牡湫托盘?hào)傳遞函數(shù)的頻譜圖5顯示根據(jù)第一優(yōu)選實(shí)施例的S-A ADC拓?fù)涞氖疽夤δ芸驁D； 圖6(a)和圖6(b)顯示根據(jù)第二優(yōu)選實(shí)施例的S-A ADC拓?fù)涞氖疽?功能框圖7顯示指示直接前饋系數(shù)最優(yōu)值依賴于輸入信號(hào)幅值的圖； 圖8顯示指示當(dāng)考慮為GSM/EDGE應(yīng)用設(shè)計(jì)的ADC時(shí)，ADC輸入
處的最大穩(wěn)定幅度與信號(hào)頻率的關(guān)系的頻譜圖9顯示本發(fā)明被實(shí)施在其中的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)的示意框圖10顯示建立在多頻帶天線上的多模式/多頻帶接收機(jī)原理；
圖ll顯示可能被一些信道混疊引起的限制潛在地影響的蜂窩頻帶
的表格；
圖12(a)顯示l比特連續(xù)直接前饋i:-A調(diào)制器的示意框圖，圖12(b)
顯示其線性化等效電路；
圖13(a)顯示線性化連續(xù)直接前饋i:-AADC的示意框圖，圖13(b)顯 示其等效框圖14(a)顯示混疊機(jī)制的示意框圖，圖14(b)顯示指示混疊抑制的示
圖15顯示具有五階環(huán)路濾波器的線性化正向通道的示意框圖16顯示直接前饋環(huán)路的伯德圖(Bode diagram);
圖17顯示根據(jù)第三優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器示意電路圖18顯示根據(jù)第四優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器示意電路圖19顯示根據(jù)第五優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器示意電路圖20顯示根據(jù)第六優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器示意電路圖21顯示列出可能的抗混疊環(huán)路濾波實(shí)施的情況的表格。
具體實(shí)施例方式
在下面的描述中，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例將基于i:-A ADC拓?fù)涓?br> 意框圖;細(xì)地被描述，所述2-A ADC拓?fù)淇杀挥迷谟糜谌蛞苿?dòng)通信系統(tǒng)(GSM) 或增強(qiáng)型數(shù)據(jù)速率GSM演進(jìn)技術(shù)(EDGE)的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)中。
正如已經(jīng)提到的，由于這樣的事實(shí)，即模擬組件引入噪聲和失真， 從而使信噪比惡化，又因此使接收機(jī)靈敏度惡化，所以它們是很關(guān)鍵 的，而且需要大量的校準(zhǔn)和控制環(huán)路用于校正。本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例 提供接收信號(hào)早期數(shù)字化的優(yōu)勢(shì)，如圖2所示。
根據(jù)圖2，射頻(RF)信號(hào)經(jīng)由天線和LNA IO被接收，并由混頻電 路20轉(zhuǎn)換為基帶頻率。而后，S-AADC70根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例在很早的階 段被引入，以便在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)大多信號(hào)處理，并且從例如互補(bǔ)金屬 氧化半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)等數(shù)字技術(shù)的發(fā)展中獲益。所提出的Z-A ADC 70被適配以提供增強(qiáng)的抗干擾能力，以便降低前置濾波要求。經(jīng)轉(zhuǎn)換 的數(shù)字輸出信號(hào)被提供到負(fù)責(zé)選擇、干擾量抑制、噪聲整形、數(shù)字濾 波和縮放的數(shù)字處理電路80。已處理的數(shù)字信號(hào)而后被提供到數(shù)字解 調(diào)器60,以獲得最初發(fā)送的信息。
圖5顯示根據(jù)具有連續(xù)時(shí)間濾波前饋結(jié)構(gòu)的第一優(yōu)選實(shí)施例的 S-A ADC拓?fù)涫疽夤δ軋D。
在S-AADC中，主要的非線性由反饋通道和輸入級(jí)引起。在反饋 通道中，可使用單比特DAC76與歸零脈沖結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)極佳的線性。
前饋補(bǔ)償由環(huán)路濾波器實(shí)現(xiàn)，所述環(huán)路濾波器例如，具有系數(shù)A!
和A2以及特征角頻率CO,和C02的二階環(huán)路濾波器。前饋技術(shù)使固有低
功率調(diào)制器成為可能，同時(shí)由于對(duì)干擾量的抗擾性，反饋補(bǔ)償會(huì)導(dǎo)致 有利的信號(hào)傳遞函數(shù)。環(huán)路濾波器實(shí)現(xiàn)的本前饋補(bǔ)償可由額外的反饋 補(bǔ)償來(lái)增強(qiáng)。
在圖5的示例中，布置有二階環(huán)路濾波器，以便在高頻處，通道 A,oVs壓倒其他因素并保證穩(wěn)定性。ADC拓?fù)涞牡诙€(gè)特性是如 下事實(shí)，即只有一個(gè)誤差信號(hào)(即輸入X(s)與輸出Y(s)之間的差值) 被饋入二階環(huán)路濾波器。這個(gè)信號(hào)主要由量化噪聲組成，而且相當(dāng)小。 所以，二階環(huán)路濾波器的第一個(gè)功能塊叫/s可具有高增益。因而，連 續(xù)級(jí)的偏置電流可以很低，因?yàn)樵陂]環(huán)配置中它們的的噪聲和失真被 之前的增益抑制。因此，前饋拓?fù)涫沟凸β试O(shè)計(jì)成為可能。在圖5的第一優(yōu)選實(shí)施例中，連續(xù)時(shí)間前饋S-A ADC包含額外的 直接前饋通道72，以實(shí)現(xiàn)沒(méi)有過(guò)調(diào)量的合并濾波功能。其將前饋連續(xù) 時(shí)間i:-A ADC的特點(diǎn)與濾波信號(hào)傳遞函數(shù)相結(jié)合，所述前饋連續(xù)時(shí)間 S-A ADC的特點(diǎn)例如抗混疊行為和低功耗。為了實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，直接前 饋通道72被適配以創(chuàng)建平坦的信號(hào)傳遞函數(shù)，從而也在保持前饋拓?fù)?的一階高頻率選擇性的同時(shí)補(bǔ)償前饋結(jié)構(gòu)峰化。這可得出新的濾波前 饋S-A ADC。
特別地，直接前饋通道通過(guò)引入直接前饋系數(shù)ao被優(yōu)化，以補(bǔ)償 最大頻帶內(nèi)均方根(RMS)輸入信號(hào)幅值A(chǔ)in,。根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例，此優(yōu) 化可通過(guò)使用下述表達(dá)式被實(shí)現(xiàn)
a0 -(SUT^V^ + O.^S^a, (2)
舉
其中mfs表示抽樣頻率，co,表示二階環(huán)路濾波器的一階項(xiàng)的特征角頻
率，a,表示二階環(huán)路濾波器的一階項(xiàng)系數(shù)。
額外的直接前饋分量與二階環(huán)路濾波器的輸出相加，得到的組合 信號(hào)被提供到生成數(shù)字輸出信號(hào)Y(s)的量化器或比較器74， Y(s)也在
環(huán)路的反饋通道中被提供到DAC 76。
然而需要注意，上面所提到的二階環(huán)路濾波器可由不同階的環(huán)路 濾波器替代，譬如五階環(huán)路濾波器。
圖6(a)和6(b)顯示根據(jù)第二優(yōu)選實(shí)施例的增強(qiáng)型連續(xù)時(shí)間濾波前 饋i:-A ADC拓?fù)?，其基于圖5的結(jié)構(gòu)，然而其中額外的低通和高通濾 波器己在反饋通道和正向通道被引入。特別地，低通濾波器(LPF)被加 入正向通道，高通濾波器(HPF)被加入ADC環(huán)路的反饋通道。因此，
干擾器抗擾性可被增強(qiáng)。
圖6(a)的上方電路涉及并行拓?fù)?，而圖6(b)的下方電路涉及串行拓
撲。在并行拓?fù)渲校瑸V波特性可被選擇以滿足方程式 H^p(s)+H抓p(s卜l。另一方面，串行拓?fù)涞臑V波特性可被適配以滿足
下述方程式Hl^(s).H^(s)4，其中H既i(s)和H吼,(s)表示低通和高通濾 波器各自的濾波函數(shù)。另外，下標(biāo)卜s指示串行拓?fù)?，下?biāo)i-p指示并
行拓?fù)?。在圖6(a)和6(b)的拓?fù)渲校鶕?jù)第二優(yōu)選實(shí)施例，直接前饋系數(shù)ao 的優(yōu)化值與圖5中的其值相比除以2，以保持環(huán)路的高頻率穩(wěn)定性，該 高頻率穩(wěn)定性可能由于引入低通和高通濾波器而受到影響。
圖6(a)和6(b)的一階高通和低通濾波器的特征頻率或截止頻率可 以是相同的(譬如500kHz)并可被選擇以提供頻帶外選擇性與帶寬中 群時(shí)延變化之間的平衡。
在圖5、 6(a)和6(b)中顯示的第一和第二實(shí)施例中，新的直接前饋 通道72僅在低頻是有效的，而在高頻其可被忽略。這可由對(duì)直接前饋 系數(shù)ao的適當(dāng)選擇來(lái)實(shí)現(xiàn)。
譬如，圖7顯示這樣的圖，其指示在五階連續(xù)時(shí)間環(huán)路濾波器的 情況下，當(dāng)co產(chǎn)2承:n"08krad/s, mfs-13MHz且a產(chǎn)2時(shí)，直接前饋系數(shù) ao的優(yōu)化值對(duì)于不同輸入信號(hào)幅值A(chǔ)in的曲線。譬如在Air^0.8 V麵s處， 這可得出值ao-0.19。
圖8顯示輸入信號(hào)的最大穩(wěn)定幅度(MSA)對(duì)于不同拓?fù)涞念l譜圖。 上方曲線"FFF+DFF"涉及具有額外高通和低通濾波器的第二優(yōu)選實(shí)施 例的濾波前饋拓?fù)?。第二拓?fù)?FFF，涉及不具有所提出的直接前饋通 道72的第二優(yōu)選實(shí)施例。第三拓?fù)?FF+DFF"涉及第一優(yōu)選實(shí)施例，第 四拓?fù)?FF"涉及圖3中示出的傳統(tǒng)拓?fù)洹?br> 圖8的曲線基于GSM/EDGE系統(tǒng)的i:-A ADC的瞬時(shí)仿真結(jié)果。在 五階連續(xù)時(shí)間環(huán)路濾波器的情況下，當(dāng)oo^wK*兀*208 kmd/s， mfs=43 MHz且a產(chǎn)2時(shí)，在Ain-0.8 VRMs時(shí)直接前饋系數(shù)a。的優(yōu)化值對(duì) 于圖5的拓?fù)涫?.19，對(duì)于圖6的拓?fù)涫?，19/2=0.095。如可從圖8中推 知的，不具有所提出的直接前饋系數(shù)的第二優(yōu)選實(shí)施例的濾波前饋拓 撲"FFF，，的瞬時(shí)仿真不完全抑制峰化，因?yàn)?00kHz處的最大穩(wěn)定幅度 (MSA)減小1.3dB。第二優(yōu)選實(shí)施例"FFF+DFF"的新的拓?fù)湟环矫媸沟?抑制峰化成為可能，另一方面使得顯著提高400kHz以上拓?fù)涞倪x擇性 成為可能。圖8中箭頭所指示的限制由供電電壓限幅所引起。然而，即 使在圖5的第一實(shí)施例(拓?fù)?FF+DFF")中，也可以獲得與圖3的相應(yīng) 傳統(tǒng)拓?fù)?FF"相比顯著的提高。
圖9顯示在GSM/EDGE接收機(jī)或任何其他無(wú)線或有線接收機(jī)中，所提出的2-AADC拓?fù)涞膽?yīng)用的示例。作為外部組件，RF天線和具有 天線開關(guān)的前端濾波器110被提供。通過(guò)前端濾波器110傳遞的信號(hào)被 提供到GSM/EDGE接收機(jī)的RF放大器和混頻電路120。經(jīng)轉(zhuǎn)換的輸出 信號(hào)被提供到模擬前置濾波器130，由于由所提出的S-A ADC 140的拓 撲所實(shí)現(xiàn)的放寬的前置濾波器條件，所述模擬前置濾波器130可以是一 階低通濾波器。簡(jiǎn)單的一階低通濾波器130可具有3dB截止頻率 250kHz，同時(shí)不需要模擬自動(dòng)增益控制(AGC)。與譬如圖3中所示的傳 統(tǒng)前饋拓?fù)湎啾?，根?jù)第一和第二優(yōu)選實(shí)施例所提出的前饋濾波S-A ADC拓?fù)淇膳c一階低通濾波器130結(jié)合使用，這將導(dǎo)致更小的模擬前 置濾波以及對(duì)相鄰第一備選方案和3MHz阻斷的增強(qiáng)的魯棒性。
因此，當(dāng)適當(dāng)?shù)乜s放時(shí)，在高頻，根據(jù)第一和第二優(yōu)選實(shí)施例所 提出的拓?fù)涮峁┨岣叩目箶_性，其中在保持環(huán)路穩(wěn)定性的同時(shí)，容許 的頻帶外輸入電平可大于頻帶內(nèi)信號(hào)
ADC 140因而可被安排距離RF放大器和混頻電路120更近，
因?yàn)閆-A ADC 140之前的模擬前置濾波的面積可被減小。對(duì)于例如 GSM這種低帶寬應(yīng)用的情況來(lái)說(shuō)尤其是這樣，GSM需要低頻率濾波， 并因此需要高電容值。因此，可獲得具有S-A ADC 140的高度數(shù)字化 體系結(jié)構(gòu)和提高的抗擾性。
需要注意，具有優(yōu)化直接前饋系數(shù)的所提出的額外的直接前饋通 道72可在任何RF或無(wú)線應(yīng)用中被實(shí)施，以在保持濾波能力的同時(shí)抑制 頻帶外的過(guò)調(diào)量或峰化。特別地，圖6、 6(a)和6(b)的前饋結(jié)構(gòu)可由不
同階的其他前饋結(jié)構(gòu)所替代。
下述優(yōu)選實(shí)施例可被適配以提供連續(xù)直接前饋S-A ADC的抗混疊
屬性。因此，在S-AADC之前的抗混疊濾波可被去掉，對(duì)距離所需RF
載波mfs頻率偏移處的RF濾波的要求也可被去掉。
直接前饋拓?fù)涞幕殳B抑制的定量分析被引入，在mfs:312MHz、 每個(gè)ADC的帶寬BW3MHz即對(duì)于結(jié)合I & Q的ADC是4MHz的情況 下，設(shè)計(jì)用于UMTSZIF接收機(jī)的五階l比特連續(xù)直接前饋i:-A ADC的 一些AC仿真結(jié)果被示出。
圖12(a)顯示與圖3相似的l比特連續(xù)直接前饋S-A調(diào)制器的示意框圖，圖12(b)顯示其線性化等價(jià)電路，具有抽樣電路S、放大器C和d以
及保持電路H。在鄰近抽樣頻率mfs的頻率mfs- △ f處的干擾量被施加于 S-A ADC。 一般地，出于穩(wěn)定性原因，G(s)的單位增益頻率是在抽樣 率mfs的l/6處。這意味著反饋在干擾量頻率處不再有效，而且反饋通 道可被忽略。
圖13(a)顯示線性化連續(xù)直接前饋S-A ADC的示意框圖，圖13(b) 顯示在忽略反饋通道的情況下在頻率mfs-Af處的前饋衰減的等效框 圖。干擾器可被環(huán)路濾波器幅值響應(yīng)衰減
<formula>formula see original document page 16</formula>
(3)
連續(xù)地，干擾器在量化器74中被抽樣。如圖14(a)中所示，這在A/ 處引入混疊Z,。
圖14(a)顯示混疊機(jī)制的示意框圖，圖14(b)顯示指示連續(xù)時(shí)間直接 前饋2-A ADC中混疊抑制的示意框圖。幸運(yùn)的是，此混疊A由于在頻
率A/處的較高的在先環(huán)路增益而在輸出方向上被抑制
<formula>formula see original document page 16</formula>(4)
另外，在A/《w々處的總反饋傳遞函數(shù)可被表達(dá)如下<formula>formula see original document page 16</formula>
(5)
因此，混疊Z,(A/)到ADC輸出y(A/)的(近似)傳遞可根據(jù)圖"(b) 的簡(jiǎn)單線性化模型被計(jì)算。這可得到總方程式
剩
<formula>formula see original document page 16</formula>
(6)
如圖14(a)中所示，在頻率《> —A/處，環(huán)路濾波增益|//( ^-A/〗被 期望為比直接前饋系數(shù)值a。小得多。所以下述關(guān)系有效
卜。+H(m々-A/〗, (7) 結(jié)合方程式(3)到(7)，并假定在帶寬中J //(A/)，解析混疊抑制
表達(dá)式變?yōu)楦鶕?jù)方程式(8)，混疊抑制不取決于量化器74的增益。因而，量化 比特的數(shù)量對(duì)連續(xù)時(shí)間直接前饋S-A ADC的抗混疊屬性沒(méi)有影響。 dB形式的混疊抑制表達(dá)式給出如下式
<formula>formula see original document page 17</formula>(9)
為了更好地理解方程式(9)，結(jié)合圖15中示出的前饋五階環(huán)路濾波 器的線性傳遞函數(shù)來(lái)仿真優(yōu)化的 系數(shù)是有益的。
圖15顯示具有五階環(huán)路濾波器的線性化前向通道示意框圖。優(yōu)化 的c?；诜匠淌?2)被計(jì)算
<formula>formula see original document page 17</formula>(10)
其中fug,是一階積分器的單位增益頻率。
當(dāng)yi^=9.93MHz， w,=312MHz， a,2并且在ADC輸入處的最大
信號(hào)幅值為0.5V咖時(shí)，a。的優(yōu)化值是0.34 (即20.1ogl0(0.34)= -9.37必)。
需要注意，被仿真的環(huán)路濾波器具有由局部反饋系數(shù)W、 W引入
的兩個(gè)復(fù)共軛極點(diǎn)。
圖16顯示當(dāng)每個(gè)積分器的有限D(zhuǎn)C增益為50dB而且a^0.34時(shí)直接
前饋環(huán)路的伯德圖。由上述局部反饋系數(shù)W、 W引入的兩個(gè)復(fù)共軛極 點(diǎn)在頻域中作為峰值出現(xiàn)。圖16中的標(biāo)記點(diǎn)101相當(dāng)于頻率lMHz、量 值98.2dB，另一個(gè)標(biāo)記點(diǎn)102相當(dāng)于頻率311MHz、量值-9.32dB。
根據(jù)方程式(9)和圖16中的點(diǎn)101和102，混疊抑制被期望為 98.2+9.32=107.52db。
非線性連續(xù)時(shí)間和離散時(shí)間直接前饋2-A ADC的一些瞬時(shí)仿真已
被執(zhí)行以使線性建模和上述所作假設(shè)有效。仿真已被導(dǎo)入用于輸入信 號(hào)頻率一 —A/=311MHz，在幅度0.5V薩處并且抽樣頻率w/F312MHz。
在A,-lMHz處的混疊分量對(duì)于離散時(shí)間和連續(xù)時(shí)間直接前饋2:-A
ADC清晰可見(jiàn)。在離散時(shí)間拓?fù)渲?，混疊根本不被抑制，而在連續(xù)時(shí) 間拓?fù)渲?，混疊以120.1-12.87^07.23dB被抑制，這與從線性分析得出的期望值107.52dB相一致。
這些仿真結(jié)果充分使連續(xù)時(shí)間直接前饋S-A ADC的抗混疊屬性有效。
因此，連續(xù)時(shí)間直接前饋拓?fù)涮峁┮恍╋@著的混疊濾波，以使得 傳統(tǒng)抗混疊濾波器可被丟棄?；殳B抑制取決于直接前饋系數(shù)值ao，在 某種意義上，更小的ao導(dǎo)致更強(qiáng)的混疊抑制。
雖然寬帶CDMA(W-CDMA)的情況已在上述被使用以示出連續(xù)時(shí) 間直接前饋拓?fù)涞目够殳B屬性，但需要注意，抗混疊屬性對(duì)于任何標(biāo) 準(zhǔn)或系統(tǒng)(GSM/EDGE， DECT， 3G， DVB-H, WLAN, GPS等等)、應(yīng)用 (無(wú)線、有線)和數(shù)字化領(lǐng)域(射頻(RF)、中頻(IF)、基帶(BB))都是 有效的。
抗混疊屬性使得丟棄ADC之前的傳統(tǒng)抗混疊濾波器以及在偏移 頻率m/s處緩和濾波器頻帶衰減成為可能。此外，量化比特的數(shù)量不影 響抗混疊(AA)屬性。因此，由于抗混疊濾波抑制，ADC的定位可被安 排在距離混頻器更近處，ADC之前的模擬前置濾波的面積可被減小。
所提出的ADC可用在若干不同應(yīng)用(譬如3G及藍(lán)牙(BT)或無(wú)線局 域網(wǎng)(WLAN))同時(shí)存在并運(yùn)行于其中的任何手機(jī)中。
局部反饋系數(shù)bi使得增大帶寬中的環(huán)路濾波傳遞函數(shù)的RMS增益
成為可能，這就引起更多抗混疊抑制。
以dB表示的抗混疊抑制由方程式(9)限定。所以，抗混疊抑制依賴 于頻率，因?yàn)榄h(huán)路濾波增益H(/)依賴于頻率。因此，DC增益越高，混
疊抑制越好。
在下文中，根據(jù)第三到第六優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器的不同實(shí) 現(xiàn)方式被引入，用于單環(huán)路ADC拓?fù)洹Ｋ邢率鰞?yōu)選實(shí)施例描述具有 兩個(gè)局部反饋電路的五階環(huán)路濾波器。需要注意到環(huán)路濾波器可以也 可以是二階、三階、四階、五階或更高階環(huán)路濾波器，這很重要。
圖17顯示基于具有純電阻前饋系數(shù)的跨導(dǎo)運(yùn)算放大器-電阻電容 (OTA-RC)積分器、根據(jù)第三優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器150的示意電 路圖。此實(shí)施例支持低供電電壓(在深度亞微米(deep-micron)技術(shù) 中需要)與高線性性能相結(jié)合。前饋系數(shù)阻抗總是常量，不隨輸入信號(hào)頻率變化，這對(duì)于多標(biāo)準(zhǔn)應(yīng)用來(lái)說(shuō)是合意的。
圖18顯示基于具有純電容前饋系數(shù)的OTA-RC積分器、根據(jù)第四 優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器160的示意電路圖。這個(gè)拓?fù)溥m合低供電電 壓與高線性性能相結(jié)合。等價(jià)前饋系數(shù)電容隨輸入信號(hào)頻率變化。另 外，前饋電容增加了某些額外的電容性負(fù)載，因而增大OTA-RC積分 器的電流消耗。
圖19顯示基于用于第一積分器的OTA-RC積分器和用于第二到第 五積分器的Gm-C拓?fù)?、根?jù)第五優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器170的示 意電路圖。需要注意，在這種情況下，前饋系數(shù)用某跨導(dǎo)來(lái)實(shí)施。此 方案使得中等電壓操作(不低于1.8V)成為可能，但提供了使用 OTA-RC結(jié)構(gòu)的第一級(jí)的線性要求與具有較低線性要求的Gm-C積分
器的功耗(一般是對(duì)于第二到第五積分器的情況)之間的平衡。
圖20顯示基于MASH-22拓?fù)涞募?jí)聯(lián)環(huán)路實(shí)施的示例，所述 MASH-22拓?fù)渫ㄟ^(guò)將兩個(gè)二階單環(huán)路級(jí)聯(lián)被獲得，其中"MASH"是多 級(jí)噪聲頻譜整形器(Multi-stage noise shaper)的首字母縮寫。MASH-22 是指ADC拓?fù)溆脙杉?jí)噪聲整形器來(lái)建立而且每一級(jí)是二階噪聲整形 器。特別地，MASH-211是指ADC拓?fù)溆?級(jí)噪聲整形器來(lái)建立。第一 級(jí)是二階噪聲整形器，而第二和第三級(jí)是一階噪聲整形器。值得注意， 級(jí)聯(lián)環(huán)路實(shí)施也可基于MASH-lll、 MASH-12、 MASH-21、 MASH-211 等等。圖20的MASH-22級(jí)聯(lián)環(huán)路包含基于具有純電阻前饋系數(shù)的 OTA-RC積分器、根據(jù)第六優(yōu)選實(shí)施例的抗混疊濾波器180。
這里，全OTA-RC實(shí)現(xiàn)方式被描述。然而需要注意，如之前的單 環(huán)路情況，OTA-RC和gm-C的混合實(shí)施也可被提供，其中g(shù)m-C是用于 建立積分器的結(jié)構(gòu)。術(shù)語(yǔ)"gm"代表跨導(dǎo)，"C"代表電容。其單位增益 頻率(積分器的增益為l或0dB處的頻率值)以fug-gm/(2承i承C)來(lái)表達(dá)。 圖21顯宗列出在第一和第二級(jí)每個(gè)都包含第一和第二積分器情況 下可能的抗混疊環(huán)路濾波實(shí)現(xiàn)方式的表格。然而，所有中間方案也可 被使用。全部基于OTA的實(shí)施提供低電壓及高線性優(yōu)勢(shì)，而利用基于 OTA的第一積分器的基于gm-C的實(shí)施使得中等電壓和低功率消耗成 為可能。所提出的局部反饋提供更高的抗混疊屬性，所述屬性也適合廣播
電視(TV)，尤其適合移動(dòng)電視標(biāo)準(zhǔn)(DVB-H/T、 T-DMB、 ISDB-T等等)，
其中與蜂窩的共存是嚴(yán)重的問(wèn)題。
總之，接收裝置、ADC裝置和方法已被描述，在其中模擬輸入信 號(hào)被轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號(hào)，其中額外的直接前饋通道(72)被引入以在 保持前饋拓?fù)漕l率選擇性的同時(shí)補(bǔ)償前饋結(jié)構(gòu)的峰化。特別地，直接 前饋通道(72)具有以小于l且大于0的直接前饋系數(shù)(ao)進(jìn)行縮放的功
能。因此，傳統(tǒng)前饋拓?fù)涞倪^(guò)調(diào)量和峰化可在提供抗擾性、抗混疊效 應(yīng)和環(huán)路穩(wěn)定性的同時(shí)被抑制。
最后但仍然重要的是，需要注意，當(dāng)術(shù)語(yǔ)"包括"或"包含"用 于說(shuō)明書和權(quán)利要求書時(shí)，其意在表明所陳述的特征、裝置、步驟、 或組件的存在，但不排除存在或額外存在一個(gè)或更多其他特征、裝置、 步驟、組件或其組合。進(jìn)一步，權(quán)利要求中元件之前的單詞"一"或" 一個(gè)"不排除多個(gè)這樣的元件的存在。此外，任何參考符號(hào)不限制權(quán)利 要求的范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于將模擬輸入轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號(hào)的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC裝置，所述ADC裝置包含a)前饋裝置，用于根據(jù)預(yù)定的濾波函數(shù)處理得到的信號(hào)以獲得經(jīng)處理的信號(hào)；b)補(bǔ)償裝置(72)，用于接收所述模擬輸入信號(hào)，并用于生成補(bǔ)償信號(hào)以與所述經(jīng)處理的信號(hào)相組合來(lái)獲得組合信號(hào)；c)單比特或多比特量化器裝置(74)，用于將所述組合信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字輸出信號(hào)；d)反饋裝置(76)，用于通過(guò)對(duì)所述數(shù)字輸出信號(hào)進(jìn)行數(shù)/模轉(zhuǎn)換來(lái)生成模擬反饋信號(hào)，并用于從所述模擬輸入信號(hào)中減去所述模擬反饋信號(hào)來(lái)獲得所述得到的信號(hào)；e)其中所述補(bǔ)償裝置(72)包含縮放裝置，用于通過(guò)應(yīng)用小于1且大于0的縮放系數(shù)(a0)來(lái)對(duì)所述模擬輸入信號(hào)進(jìn)行縮放，以生成所述補(bǔ)償信號(hào)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述補(bǔ)償裝置包含直接前饋 通道(72)。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的裝置，其中所述前饋裝置的所述濾 波函數(shù)具有低通特性。
4. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述的裝置，其中所述縮放系 數(shù)根據(jù)下述表達(dá)式進(jìn)行優(yōu)化"o"5.10-2氣,V^ + 0.135)5午，其中Ainn^表示最大帶內(nèi)RMS輸入信號(hào)，w，表示所述濾波函數(shù)的一 階項(xiàng)的特征角頻率，a,表示所述濾波函數(shù)的一階項(xiàng)的系數(shù)，mfs表示 所述ADC裝置的抽樣頻率。
5. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述的裝置，進(jìn)一步包含用于 對(duì)所述模擬反饋信號(hào)進(jìn)行濾波的高通濾波器裝置和用于對(duì)所述得到的 信號(hào)進(jìn)行濾波的低通濾波器裝置中的至少一個(gè)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的裝置，其中所述高通濾波器裝置和所述低通濾波器裝置具有相同的截止頻率。
7. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述的裝置，進(jìn)一步包含用于抑制混疊信號(hào)的抗混疊濾波器裝置(150,160，170,180)，其中所述抗混疊 濾波器裝置的混疊抑制由所述縮放系數(shù)設(shè)定。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的裝置，其中所述抗混疊濾波器裝置 (150，160，170,180)包含五階環(huán)路濾波器。
9. 根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的裝置，其中所述抗混疊濾波器裝置 (150,160，170,180)基于OTA和gm-C拓?fù)渲械闹辽僖粋€(gè)。
10. 根據(jù)權(quán)利要求7到9中的任何一項(xiàng)所述的裝置，其中所述抗 混疊濾波器裝置(150，160，170,180)具有純電阻或純電容前饋系數(shù)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求7到10中的任何一項(xiàng)所述的裝置，其中所述抗 混疊濾波器裝置(180)基于級(jí)聯(lián)環(huán)路來(lái)實(shí)現(xiàn)。
12. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述的裝置，其中所述ADC裝置是i:-aadc。
13. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述的裝置，其中所述ADC 裝置是以離散或連續(xù)時(shí)間拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)的。
14. 一種接收機(jī)裝置，包含根據(jù)前述權(quán)利要求中的任何一項(xiàng)所述 的ADC裝置。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的接收機(jī)裝置，其中所述接收裝置是用 于蜂窩和其他無(wú)線信號(hào)的組合接收的多頻帶接收機(jī)。
16. —種將模擬輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號(hào)的方法，所述方法 包括以下步驟a) 通過(guò)根據(jù)濾波函數(shù)處理得到的信號(hào)，來(lái)生成前饋信號(hào)；b) 將所述前饋信號(hào)與根據(jù)所述模擬輸入信號(hào)生成的補(bǔ)償信號(hào)相 結(jié)合，從而獲得組合信號(hào)；c) 將所述組合信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字輸出信號(hào)；d) 通過(guò)對(duì)所述數(shù)字輸出信號(hào)進(jìn)行數(shù)/模轉(zhuǎn)換，來(lái)生成模擬反饋信 號(hào)；禾口e) 將所述模擬輸入信號(hào)減去所述模擬反饋信號(hào)，從而獲得所述得f)其中所述補(bǔ)償信號(hào)通過(guò)將小于i且大于o的縮放比例應(yīng)用到所述模擬輸入信號(hào)來(lái)生成。
全文摘要
本發(fā)明涉及接收機(jī)裝置、模/數(shù)轉(zhuǎn)換裝置和將模擬輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號(hào)的方法，其中額外的直接前饋通道被引入，以在保持前饋拓?fù)涞念l率選擇性的同時(shí)補(bǔ)償前饋結(jié)構(gòu)的峰化。特別地，大于0且小于1的直接前饋系數(shù)(a₀)為直接前饋通道(72)提供縮放功能。因此，傳統(tǒng)前饋拓?fù)涞倪^(guò)調(diào)量或峰化可在提供抗擾性、抗混疊效應(yīng)和環(huán)路穩(wěn)定性的同時(shí)被抑制。
文檔編號(hào)H03M3/00GK101322315SQ200680045568
公開日2008年12月10日 申請(qǐng)日期2006年12月4日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月5日
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