專利名稱：具有自我校正功能的三角積分調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，特別是有關(guān)于一種具有自我校正功能的三角積分調(diào)制器。
背景技術(shù)：
三角積分調(diào)制器已廣泛應(yīng)用超取樣(over-sampling)模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，在使用粗糙的量化技術(shù)下，亦可達到高分辨率的模擬轉(zhuǎn)數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換。目前，大多數(shù)的三角積分調(diào)制器使用回路濾波器(loopfilter)有離散時間型回路濾波器以及連續(xù)時間型回路濾波器。請參閱圖1，其繪示傳統(tǒng)三角積分調(diào)制器的方塊圖。圖中，三角積分調(diào)制器200使用連續(xù)時間型回路濾波器。例如，連續(xù)時間(或模擬)輸入信號x(t)通過連續(xù)時間型回路濾波器230輸入量化器240，而轉(zhuǎn)換成離散時間型輸出序列y[n]。此輸出序列y[n]通過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)260反饋至連續(xù)時間型回路濾波器230作為第二輸入信號。而量化器240以時鐘所控制的速率來將輸入連續(xù)時間信號轉(zhuǎn)換成離散時間取樣值。連續(xù)時間型回路濾波器230通常由一或多個連續(xù)時間型積分器所組成，此積分器被設(shè)計成接近理想響應(yīng)1/sT，其中T對應(yīng)上述時鐘的周期。此連續(xù)時間型回路濾波器亦包含一或多個信號路線(routing)及加法。例如，三階連續(xù)時間型回路濾波器230使用三個連續(xù)時間型積分器及三個加法運算，如圖2所示。
調(diào)制器的輸入序列y[n]是由連續(xù)時間輸入信號x(t)、量化器240所造成的量化誤差及連續(xù)時間型回路濾波器230的響應(yīng)所決定。雖然并沒有明確的取樣電路存在于調(diào)制器200將連續(xù)時間輸入信號x(t)轉(zhuǎn)換成離散時間取樣值x[n]，但量化器240是與此時鐘同步對x(t)進行明確的取樣操作。量化器240產(chǎn)生與此時鐘一致的離散時間輸出序列，其亦為調(diào)制器200的輸出序列y[n]。
請參閱圖3A，其繪示連續(xù)時間型三角積分調(diào)制器200的行為模型(behavioral model)。例如，取樣器205將連續(xù)時間輸入信號x(t)轉(zhuǎn)換成離散時間取樣值x[n]。量化器240的行為是被模型化為在系統(tǒng)中加入量化誤差序列q[n]。離散時間取樣值x[n]經(jīng)過離散時間型濾波器G(z)241濾波后，量化誤差序列q[n]通過加法器249加入離散時間型濾波器241的輸出信號，以產(chǎn)生輸出序列y[n]。在輸出序列經(jīng)過離散時間型濾波器L(z)243濾波后，是反饋并通過加法器247與離散時間型濾波器241的輸出信號相減。對應(yīng)于圖2的調(diào)制器的離散時間型濾波器G(z)241與L(z)243的響應(yīng)如下列方程式所示G(z)＝(1+z-1)/2/(1-z-1)3；及L(z)＝g1/(z-1)+g2/2·(z+1)/(z-1)2+g3/6·(z2+4z+1)/(z-1)3。
圖3B是繪示圖3A所示的行為模型的簡化版本。圖中，使用信號轉(zhuǎn)換函數(shù)STF(z)24 5對離散時間取樣值序列x[n]進行濾波，及使用噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)255對量化器誤差序列q[n]進行濾波。STF(z)245的輸出信號及NTF(z)255的輸出信號于加法器265相加，以產(chǎn)生調(diào)制器輸出序列y[n]。STF(z)245與NTF(z)255是由回路濾波器230所決定。STF(z)245與NTF(z)255的響應(yīng)與G(z)241及L(z)243的響應(yīng)相關(guān)，其關(guān)系如下列方程式所示STF(z)＝G(z)/(1+L(z))；及NTF(z)＝1/(1+L(z))。
可通過選擇連續(xù)時間型回路濾波器230的內(nèi)部參數(shù)233、235、237(如圖2的回路濾波器230的參數(shù)g1，g2，及g3)來達到目標(biāo)噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)(targetnoise transfer function)。通常，噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)被期待可抑制在特定頻帶的量化噪聲，以增加頻帶內(nèi)的信號與量化噪聲比(signal-to-quantization-noise ratio)。例如，選擇g1為11/6，g2為2及g3為1，將產(chǎn)生三階噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)(1-z-1)3。
當(dāng)于集成電路中實現(xiàn)調(diào)制器時，回路濾波器230的內(nèi)部參數(shù)(如圖2所示的回路濾波器230的參數(shù)g1，g2及g3)通常由電阻們或電容們的比例來決定。現(xiàn)代集成電路通?？商峁┫嗤N類的電路元件間的優(yōu)異匹配。雖然，每一個單獨的電阻或電容可能差到30％，但在集成電路中的兩個相同種類的電阻或電容之間的比例通常可非常精準(zhǔn)(0.1％之內(nèi))。因此，在集成電路中，參數(shù)g1，g2及g3通?？梢员豢刂频梅浅：谩Ｗ畲蟮膯栴}通常出現(xiàn)于積分器的不精確性。
連續(xù)時間型積分器通常以O(shè)TA-C積分器(如圖4A所示)或R-C積分器(如圖4B所示)的方式實現(xiàn)。在OTA-C積分器中，運算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器(operationaltransconductance amplifier，OTA)290將輸入電壓信號轉(zhuǎn)換成輸出電流信號。輸出電流通過電容進行積分并轉(zhuǎn)換成輸出電壓。OTA-C積分器的電壓轉(zhuǎn)換函數(shù)為Gm/sC，若適當(dāng)挑選轉(zhuǎn)導(dǎo)值(transconductance)Gm及電容值C致使時間常數(shù)T等于C/Gm(即，時間常數(shù)C/Gm等于前述時鐘的周期)，則電壓轉(zhuǎn)換函數(shù)可匹配欲得的響應(yīng)1/sT。 在R-C積分器中，因為運算放大器295的高增益，輸入電壓及輸出電壓間的轉(zhuǎn)換函數(shù)為1/RG,若適當(dāng)選擇電阻值R及電容值C致使時間常數(shù)T為RC(即，時間常數(shù)RC等于前述時鐘的周期)，則轉(zhuǎn)換函數(shù)可匹配欲得的響應(yīng)1/sT。然而，在典型互補金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)集成電路中，互導(dǎo)值、電阻值及電容值的不確定性使得積分器的C/Gm或RC的值與原先設(shè)計的數(shù)值相差30％以上，而造成調(diào)制器的效能衰減，更有可能導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定而失敗。此外，C/Gm與RC的值是與溫度相關(guān)的，即使C/Gm或RC的值在系統(tǒng)啟動時已經(jīng)過校正，仍會因為溫度變化而脫離初始值。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明提供一種調(diào)制器，其于啟動時、間歇性地、對應(yīng)指令信號、周期性地或連續(xù)性地校正一個或多個內(nèi)部積分器的時間常數(shù)，以解決上述問題。
在一實施例中，調(diào)制器電路(或數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路)包含三角積分調(diào)制器(delta-sigma modulator)，其包括具有至少一內(nèi)部積分器的回路濾波器。此三角積分調(diào)制器用以接收連續(xù)時間輸入信號及校正信號。估算電路根據(jù)此校正信號及此三角積分調(diào)制器的輸出離散時間序列，產(chǎn)生代表時間常數(shù)誤差的誤差信號?？刂齐娐犯鶕?jù)此誤差信號調(diào)整此積分器的時間常數(shù)。例如，此控制器電路輸出一個或多個控制信號以選擇性連接陣列中的電路元件(如電阻或電容)以調(diào)整內(nèi)部積分器的時間常數(shù)。
在一實施例中，校正序列產(chǎn)生器提供此校正信號(例如依偽隨機噪聲序列或周期性序列)。此校正信號可于內(nèi)部量化器之前或之后輸入，此內(nèi)部量化器是耦合此連續(xù)時間型回路濾波器及此三角積分調(diào)制器的輸出端。在一實施例中，校正信號的產(chǎn)生是獨立(independent)且不相關(guān)聯(lián)(uncorrelated)于此連續(xù)時間輸入信號，此校正信號是在三角積分調(diào)制器正常運作時用于校正。
在一實施例中，估算器電路包含自適應(yīng)濾波器，其檢查校正信號與離散時間輸出序列之間的相關(guān)聯(lián)性(correlation)，以估算此三角積分調(diào)制器的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。例如，使用以LMS算法或其它算法為基礎(chǔ)的自適應(yīng)有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器或自適應(yīng)無限脈沖響應(yīng)(IIR)來計算離散時間輸出序列及此校正信號的相關(guān)聯(lián)性。在一實施例中，此估算器電路還包含邏輯電路以檢查一個或多個自適應(yīng)濾波器收斂的參數(shù)以產(chǎn)生此誤差信號。例如，多個濾波器參數(shù)系分別與多個閾值相比較，以判斷內(nèi)部積分器的時間常數(shù)過大或過小。
在另一實施例中，三角積分調(diào)制器包含具有多個積分器的連續(xù)時間型回路濾波器，且在穩(wěn)定校正過程中一個或多個積分器是被略過(bypass)。例如，在初次校正的信號處理過程中，此三角積分調(diào)制器被降級為具有一個積分器的一階調(diào)制器。在初次校正過程中某些積分器的時間常數(shù)被調(diào)整。初次校正后，被略過的積分器恢復(fù)原先的電路連接以進行調(diào)制器正常運作及接下來的校正。
本發(fā)明提供了一種數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，包含三角積分調(diào)制器，包含回路濾波器，該回路濾波器包含至少一積分器，該三角積分調(diào)制器用以接收校正信號及連續(xù)時間輸入信號，以及用以產(chǎn)生離散時間輸出序列；估算電路，耦接該三角積分調(diào)制器，用以根據(jù)該校正信號及該離散時間輸出序列以產(chǎn)生誤差信號；以及控制電路，耦接該估算電路，用以根據(jù)該誤差信號以調(diào)整該至少一積分器的時間常數(shù)。
本發(fā)明還提供了一種三角積分調(diào)制器的校正方法，該三角積分調(diào)制器接收連續(xù)時間輸入信號并產(chǎn)生離散時間輸出序列，該三角積分調(diào)制器包含至少一積分器，該校正方法包含輸入校正信號于該三角積分調(diào)制器；根據(jù)該校正信號及該離散時間輸出序列，產(chǎn)生誤差信號；以及根據(jù)該誤差信號以調(diào)整該三角積分調(diào)制器的該至少一積分器的時間常數(shù)。
本發(fā)明還提供了一種三角積分調(diào)制器，具有輸入端及輸出端，包含回路濾波器，耦接該輸入端，該回路濾波器包括多個積分器以及一選擇電路，其中，該選擇電路用以略過該多個積分器的至少一個；量化器，耦接該回路濾波器與該輸出端，用來量化該回路濾波器的輸出；以及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，耦接該量化器與該回路濾波器。
本發(fā)明還提供了一種回路濾波器，包含多個積分器，該多個積分器以串聯(lián)的形式相耦接，每一個積分器具有時間常數(shù)；以及多個加法器，是分別位于該多個積分器之間；選擇電路，耦接該多個積分器的至少一個；其中，于校正過程中，該選擇電路略過該多個積分器的至少一個以校正其余的該積分器的該時間常數(shù)；其中，于正常模式中，該回路濾波器使用該多個積分器進行回路濾波。
茲為使貴審查委員對本發(fā)明的技術(shù)特征及所達成的功效有更進一步的了解與認識，謹佐以較佳的實施例及配合詳細的說明如后。


圖1是繪示已知三角積分調(diào)制器的方塊圖；圖2是繪示已知三階連續(xù)時間型回路濾波器的示意圖；圖3A是繪示已知連續(xù)時間型三角積分調(diào)制器的一行為模型；圖3B是繪示已知連續(xù)時間型三角積分調(diào)制器的另一行為模型；圖4A是繪示已知連續(xù)時間型積分器的一架構(gòu)方塊圖；圖4B是繪示已知連續(xù)時間型積分器的另一架構(gòu)方塊圖；圖5是繪示本發(fā)明的具有自我校正功能的調(diào)制器的實施例的方塊圖；圖6是繪示本發(fā)明的具有自我校正功能的三角積分調(diào)制器的實施例的方塊圖；圖7是繪示本發(fā)明的具有自我校正功能的調(diào)制器的行為模型的示意圖；圖8是繪示本發(fā)明的時間常數(shù)估算器的實施例；圖9是繪示本發(fā)明的自適應(yīng)濾波器的實施例；圖10是繪示本發(fā)明的時間常數(shù)估算器的另一實施例；圖11是繪示本發(fā)明的自適應(yīng)濾波器的另一實施例；圖12A及圖12B是繪示本發(fā)明的具有可調(diào)式時間參數(shù)的積分器的實施例；以及圖13是繪示本發(fā)明的三角積分調(diào)制器的一實施例。
200、200A、200B三角積分調(diào)制器；205取樣器；230、230A、230B回路濾波器；232，234開關(guān)；
233、235、237回路濾波器的參數(shù)；240量化器；241、243離散時間型濾波器；245信號轉(zhuǎn)換函數(shù)；247、249、265、440、530、550、560加法器；255噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)；260DAC；290運算轉(zhuǎn)導(dǎo)放大器(OTA)；295運算放大器；300校正信號產(chǎn)生器；333、335積分器；500、500A時間常數(shù)估算器；510無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器；520自適應(yīng)FIR濾波器；540FIR濾波器；550自適應(yīng)IIR濾波器；600時間常數(shù)控制器。
具體實施例方式
以下將參照相關(guān)圖式，說明依本發(fā)明的一實施例的校正三角調(diào)制積分器的裝置及其方法。
于上述內(nèi)容可得知，積分器為三角積分調(diào)制器(DSM)的基本組成方塊，連續(xù)時間型積分器可以O(shè)TA-C電路或R-C電路來實現(xiàn)，兩者皆以時間常數(shù)為其特征。在OTA-C電路中，時間常數(shù)為C/Gm，而在R-C電路中，時間常數(shù)為RC，時間常數(shù)的不精確性為造成調(diào)制器的噪聲重整(noise sharping)脫離原先設(shè)計目標(biāo)的原因之一。雖然在集成電路中，一個積分器的時間常數(shù)會脫離正常值，但兩個積分器的時間常數(shù)之間的匹配往往十分優(yōu)異。例如，若積分器的時間常數(shù)超過正常設(shè)計值達30％，則其它相同設(shè)計的積分器的時間常數(shù)亦超過正常設(shè)計值達30％。因為所有積分器的時間常數(shù)在誤差率上匹配良好，因此調(diào)制器的響應(yīng)(response)可表示為在時間常數(shù)上誤差率的函數(shù)。調(diào)制器特征化之后便可萃取出在時間常數(shù)上的誤差率。
請參閱圖5，其繪示本發(fā)明的三角積分調(diào)制器的校正方法的流程圖。圖中，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的實施例包含三角積分調(diào)制器(DSM)200A、校正信號產(chǎn)生器300、時間常數(shù)估算器500及時間常數(shù)控制器600。DSM 200A將模擬信號x(t)轉(zhuǎn)換成輸出序列y[n]。DSM200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)可根據(jù)該時間常數(shù)控制器600所產(chǎn)生的一或多個控制信號來調(diào)整。校正信號產(chǎn)生器300產(chǎn)生用以自我校正(self-calibration)的校正序列c[n]，其可為偽隨機(pseudo-random)序列或周期性序列。校正序列c[n]可于內(nèi)部量化器的前端或后端輸入于DSM 200A。DSM 200A依據(jù)校正序列c[n]及輸入信號x(t)以產(chǎn)生輸出序列y[n]。時間常數(shù)估算器500檢查校正序列c[n]與DSM 200A的輸出序列y[n]之間的相關(guān)聯(lián)性(correlation)，以判斷內(nèi)部積分器們的時間常數(shù)是否過大或過小。此判斷結(jié)果(例如誤差信號)提供予控制器600，而控制器600送出控制信號以調(diào)整DSM200A的積分器的時間常數(shù)。時間常數(shù)可于系統(tǒng)啟動時、間歇性、對應(yīng)指令信號、周期性地或連續(xù)性地被校準(zhǔn)。例如，當(dāng)DSM 200A處理輸入信號時，校正序列是與此輸入信號是不相關(guān)(uncorrelated)，使得校正容易。
請參閱圖6。其繪示本發(fā)明的DSM 200A的較佳實施例。圖中，DSM 200A包含位于回路濾波器230A的至少一內(nèi)部積分器，此內(nèi)部積分器具有響應(yīng)k/sT，其中k為增益參數(shù)，是描述內(nèi)部積分器的時間常數(shù)的不精確性的特征。圖6所示的回路濾波器230A與圖2所示的回路濾波器230實質(zhì)上相似，除了與內(nèi)部積分器相關(guān)的增益參數(shù)k。例如，若k為1.3，則時間常數(shù)是大于正常值達30％?；芈窞V波器230A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)可通過時間常數(shù)控制器600所送出的時間常數(shù)控制信號來調(diào)整。在此例中，校正信號c[n]于量化器240之后通過加法器440輸入至該DSM 200A，加法器440是結(jié)合量化器240的輸出信號及校正信號。
請參閱圖7，其繪示DSM 200A的行為模型。圖中，校正信號c[n]通過加法器440被加至處理回路中。使用此模型，輸出序列y[n]與q[n]、c[n]及x[n]的對應(yīng)關(guān)系如下程序所示Y(z)＝[Q(z)+C(z)]·NTF(z)+X(z)·STF(z)。
Y(z)、Q(z)、C(z)及X(z)分別為y[n]、q[n]、c[n]及x[n]的Z轉(zhuǎn)換。信號轉(zhuǎn)換函數(shù)STF(z)及噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)具有下列關(guān)系STF(z)＝G(z)/[1+L(z)]；及
NTF(z)＝1/[1+L(z)]。
濾波器L(z)的響應(yīng)由回路濾波器230A所決定。圖6所示的調(diào)制器具有下列的響應(yīng)L(z)＝g1·k(z-1)+g2/2·k2·(z+1)/(z-1)2+g3/6·k3·(z2+4z+1)/(z-1)3.
而NTF(z)如下列所示NTF(z)＝[1-z-1]3/[1+(g1·k+g2/2·k2+g3/6·k3-3)·z-1+(-2.g1·k+2·g3/3·k3+3)·z-2+(g1·k-g2/2·k2+g3/6·k3-1)·z-3]在DSM 200A的行為模型的四個離散時間序列(即，y[n]、q[n]、c[n]及x[n])中，y[n]及c[n]為已知。在一實施例中，校正序列c[n]的產(chǎn)生是獨立于輸入信號，且與q[n]及x[n]是不相關(guān)聯(lián)。y[n]及c[n]之間的相關(guān)聯(lián)性是由噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)來決定，且通過相關(guān)聯(lián)性可獲取出該增益參數(shù)k及時間參數(shù)的不精確性。
請參閱圖8，其繪示本發(fā)明的一實施例。圖中，使用自適應(yīng)有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器來估算DSM 200A的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。DSM 200A的行為模型是根據(jù)y[n]、q[n]、c[n]及x[n]之間的關(guān)系。校正序列c[n]及輸出序列y[n]是傳送至?xí)r間常數(shù)估算器500。在一實施例中，時間常數(shù)估算器500包含無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器INT(z)510、自適應(yīng)FIR濾波器520及加法器530。在一實施例中，INT(z)510的響應(yīng)為1/[1-z-1]3，其為三階積分器，用以消除噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)的零點。自適應(yīng)FIR濾波器520被連續(xù)地進行適應(yīng)運作(continuously adapted)以最小化其輸出序列w[n]及校正序列c[n]之間的差異。經(jīng)過適當(dāng)?shù)倪m應(yīng)運作后，自適應(yīng)FIR濾波器520串聯(lián)已固定的IIR濾波器510以形成下列響應(yīng)[1+c1·z-1+c2·z-2+c3·z-3]/[1-z-1]3，其中c1＝g1·k+g2/2·k2+g3/6·k3-3；c2＝-2·g1·k+2·g3/3·k3+3；及c3＝g1·k-g2/2·k2+g3/6·k3-1。
換句話說，已固定的IIR濾波器INT(z)(或是積分器)510串聯(lián)此自適應(yīng)FIR濾波器520以產(chǎn)生響應(yīng)，其為NTF(z)的倒數(shù)。在此方法中，積分器510及自適應(yīng)FIR濾波器520將不做DSM 200A已經(jīng)對校正序列c[n]作過的事。使用加法器以計算自適應(yīng)FIR濾波器520的輸出序列w[n]及校正序列c[n]之間的差異，以產(chǎn)生剩余序列r[n]用以驅(qū)使FIR濾波器520進行適應(yīng)運作，以最小化該剩余序列r[n]。
請參閱圖9，其繪示自適應(yīng)FIR濾波器520的一實施例。自適應(yīng)FIR濾波器520包含對應(yīng)于適應(yīng)步驟大小(adaptation step size)的增益參數(shù)μ。在一實施例中，適應(yīng)步驟大小必須足夠小使得自適應(yīng)FIR濾波器520得以收斂。在一實施例中，自適應(yīng)FIR濾波器520使用最小均方(LMS)算法來最小化剩余序列r[n]。當(dāng)然，其它算法亦可使用，并不以此為限。
若DSM 200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)接近或等于設(shè)計值(designvalue)(例如k為1)，則此自適應(yīng)FIR濾波器520的濾波器參數(shù)具有下列關(guān)系c1＝g1+g2/2+g3/6-3.
若DSM 200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)大于設(shè)計值(例如k大于1)，則此自適應(yīng)FIR濾波器520的濾波器參數(shù)具有下列關(guān)系c1＞g1+g2/2+g3/6-3.
若DSM 200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)小于設(shè)計值(例如k小于1)，則此自適應(yīng)FIR濾波器520的濾波器參數(shù)具有下列關(guān)系c1＜g1+g2/2+g3/6-3.
在一實施例中，時間常數(shù)邏輯電路比對濾波器參數(shù)c1及自適應(yīng)FIR濾波器520收斂的理想(或門坎)值g1+g2/2+g3/6-3，以判斷內(nèi)部積分器的時間常數(shù)是否過大或過小。消息(例如時間常數(shù)誤差信號)是傳送至?xí)r間常數(shù)控制器600以調(diào)整內(nèi)部積分器(們)的時間常數(shù)。
為了穩(wěn)健地檢測時間常數(shù)的誤差，可檢查多個自適應(yīng)FIR濾波器520的系數(shù)。例如，可檢查第二濾波器系數(shù)c2。若時間常數(shù)接近或等于設(shè)計值(例如k為1)，則第二濾波器系數(shù)c2在自適應(yīng)FIR濾波器520收斂之下具有下列關(guān)系c2＝-2·g1+2·g3/3+3.
若時間常數(shù)脫離設(shè)計值，則系數(shù)c2亦會脫離理想值(或閾值)-2·g1+2·g3/3+3，則系數(shù)c2及其對應(yīng)脫離時間常數(shù)的方向與g1及g3的值有關(guān)。例如，若g1為2及g3為0.5，且時間常數(shù)稍大于設(shè)計值(例如k大于1)，則系數(shù)c2具有下列關(guān)系
c2＜-2·g1+2·g3/3+3。
同樣地，若g1為2及g3為0.5，且時間常數(shù)稍小于設(shè)計值(例如k大于1)，則系數(shù)c2具有下列關(guān)系c2＞-2·g1+2·g3/3+3。
在一實施例中，時間常數(shù)邏輯電路使用表1所示的真值表來檢查c1及c2，以判斷內(nèi)部積分器的時間常數(shù)是否過大或過小。一旦調(diào)制器的系數(shù)(例如g1，g2，等等)已決定，則相似的真值表可建立以檢查一個或多個濾波器系數(shù)。時間常數(shù)邏輯電路產(chǎn)生時間常數(shù)誤差信號，以自適應(yīng)收斂濾波器系數(shù)(例如c1，c2，等等)來調(diào)整時間常數(shù)。
表1

請參閱圖10，其繪示本發(fā)明的時間常數(shù)估算器500另一實施例，其使用自適應(yīng)IIR濾波器以估算DSM 200A的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。例如，F(xiàn)IR濾波器DIF(z)540是串聯(lián)自適應(yīng)IIR濾波器550，用以對校正序列c[n]進行濾波并產(chǎn)生序列p[n]。在一實施例中，F(xiàn)IR濾波器DIF(z)540具有響應(yīng)[1-z-1]3，以匹配NTF(z)的零點。自適應(yīng)IIR濾波器550是進行適應(yīng)運算以最小化p[n]及y[n]之間的差異r[n]。差異r[n]是由加法器560所產(chǎn)生。
請參閱圖11，其繪示自適應(yīng)IIR濾波器550的一實施例。圖中，自適應(yīng)IIR濾波器550包含對應(yīng)適應(yīng)步驟大小的增益參數(shù)μ。在一實施例中，適應(yīng)步驟大小必須足夠小使得自適應(yīng)IIR濾波器可收斂。在一實施例中，自適應(yīng)IIR濾波器550使用最小均方算法來最小化剩余序列r[n]。當(dāng)然，亦可使用其它自適應(yīng)算法來達到上述效果。在收斂的情況下，自適應(yīng)IIR濾波器550串聯(lián)已固定的FIR濾波器540，以產(chǎn)生匹配該調(diào)制器200A的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)的響應(yīng)。經(jīng)過適當(dāng)?shù)倪m應(yīng)運算后，F(xiàn)IR濾波器DIF(z)540串聯(lián)自適應(yīng)IIR濾波器550具有下列響應(yīng)[1-z-1]3/[1+c1·z-1+c2·z-2+c3·z-3]，其中c1＝g1·k+g2/2·k2+g3/6·k3-3；c2＝-2·g1·k+2·g3/3·K3+3；及
c3＝g1·k-g2/2·k2+g3/6·k3-1。
若在DSM 200A內(nèi)部積分器的時間常數(shù)接近或等于設(shè)計值(或閾值)(例如k等于1)，則此自適應(yīng)IIR濾波器550的第一濾波器系數(shù)具有下列值c1＝g1+g2/2+g3/6-3若DSM 200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)大于設(shè)計值(例如k大于1)，則此自適應(yīng)IIR濾波器550的第一濾波器系數(shù)具有下列值c1＞g1+g2/2+g3/6-3若DSM 200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)小于設(shè)計值(例如k小于1)，則此自適應(yīng)IIR濾波器550的第一濾波器系數(shù)具有下列值c1＜g1+g2/2+g3/6-3在一實施例中，時間常數(shù)邏輯電路比對自適應(yīng)IIR濾波器550的第一濾波器系數(shù)及濾波器收斂下的理想值(或閾值)(例如g1+g2/2+g3/6-3)，以判斷時間常數(shù)是否過大或過小。此消息是傳送至?xí)r間常數(shù)控制器600以調(diào)整DSM200A的內(nèi)部積分器的時間常數(shù)使用同樣的方法，亦可檢查自適應(yīng)IIR濾波器550的一個以上的濾波器系數(shù)以增強時間常數(shù)誤差檢測的穩(wěn)健性，例如，檢查自適應(yīng)IIR濾波器550的第二濾波器系數(shù)c2。若內(nèi)部積分器的時間常數(shù)接近或等于設(shè)計值(例如k等于1)，則在收斂的情況下，自適應(yīng)IIR濾波器550的第二濾波器系數(shù)c2具有下列值c2＝-2·g1+2·g3/3+3。
若時間常數(shù)脫離設(shè)計值，第二濾波器系數(shù)c2亦脫離理想值2·g1+2·g3/3+3，其脫離方向(例如變高或變低)與g1及g3有關(guān)。例如，若g1等于2、g3等于0.5，且時間常數(shù)稍大于設(shè)計值(例如k大于1)，則第二濾波器系數(shù)c2具有下列數(shù)值c2＜-2·g1+2·g3/3+3。
同樣地，若g1等于2、g3等于0.5，且時間常數(shù)稍小于設(shè)計值(例如k小于1)，則第二濾波器系數(shù)c2具有下列數(shù)值c2＞-2·g1+2·g3/3+3。
在此實施例中，時間常數(shù)邏輯電路使用如表2所示的真值表來檢查c1及c2的值，以判斷時間常數(shù)是否過大或過小。一旦調(diào)制器的系數(shù)(例如g1或g2)已決定，則相似的真值表可被建立以檢查一個或多個濾波器系數(shù)。時間常數(shù)邏輯電路產(chǎn)生時間常數(shù)誤差信號，以自適應(yīng)收斂的濾波器系數(shù)(例如c1，c2，等等)來調(diào)整時間常數(shù)。
表2

在圖8及圖10所示的架構(gòu)中，DSM 200A的內(nèi)部積分器是假設(shè)為零漏損(zero leakage)。實際上，內(nèi)部積分器具有些許漏損而其響應(yīng)變成k/(sT+β)，其中β為常數(shù)，是描繪積分器漏損特征。為了使此架構(gòu)更穩(wěn)健，考慮到積分器的漏損，則將圖8的無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器510修改為具有響應(yīng)1/[1-γ·z-1]3或?qū)D10的FIR濾波器540修改成具有響應(yīng)[1-γ·z-1]3，其中γ＝exp(-β)為離散時間型積分器的漏損參數(shù)。
在一實施例中，時間常數(shù)估算器輸出時間常數(shù)誤差信號(用以表示時間常數(shù)是否過大或過小)至?xí)r間常數(shù)控制器600，時間常數(shù)控制器600提供一或多個控制信號以調(diào)整DSM 200A的積分器的時間常數(shù)。有多種方法可調(diào)整積分器的時間常數(shù)。如圖12A所示，電容陣列用以調(diào)整OTA-C積分器的輸出電容值，因此，調(diào)整了OTA-C積分器的時間常數(shù)。例如，時間常數(shù)控制器600提供控制信號S1、S2及S3以控制積分器選擇性分別包含或排除C1、C2及C3。相似的配置可用于R-C積分器。圖12B是繪示R-C積分器，其包括了電阻陣列及電容陣列的至少一個，以調(diào)整積分器的時間常數(shù)。
在具有多個處理回路的內(nèi)部積分器的調(diào)制器，若內(nèi)部積分器的時間常數(shù)脫離正常值過多時，此調(diào)制器可能會不穩(wěn)定。若調(diào)制器不穩(wěn)定則時間常數(shù)校正便會失敗。因此，一種限制時間常數(shù)的范圍(例如在目標(biāo)值的30％)的校正方法是令人期待的。在一實施例中，初始校正過程期間減少在處理回路中的內(nèi)部積分器數(shù)目。例如，初始校正過程僅校正較少的內(nèi)部積分器，或是將至少一個內(nèi)部積分器略過。
請參閱圖13，其繪示三階調(diào)制器200B，其在初始校正過程中降級為一階調(diào)制器。圖中，三階調(diào)制器200B包含選擇電路(其一實施例可為兩個開關(guān)232，234)，其可選擇性略過積分器333及335使得調(diào)制器暫時變成一階調(diào)制器。即使保留的積分器的時間常數(shù)具有高不確定性(例如在時間常數(shù)與正常值的差有50％)，此一階調(diào)制器仍保持穩(wěn)定。當(dāng)一階調(diào)制器的時間常數(shù)經(jīng)過校正具有可靠的精確度后(例如例如在時間常數(shù)與正常值的差小于30％)，則開關(guān)232及234配置至正常位置以恢復(fù)此調(diào)制器為三階調(diào)制器，以便進行正常操作或進一步的校正。在此方法中，調(diào)制器可修正內(nèi)部調(diào)制器的時間參數(shù)的極大初始不精確性。在此實施例中，被略過的積分器的時間常數(shù)亦以相似的方法來校正。
以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。任何未脫離本發(fā)明的精神與范疇，而對其進行的等效修改或變更，均應(yīng)包含于所附的權(quán)利要求范圍中。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，包含三角積分調(diào)制器，包含回路濾波器，該回路濾波器包含至少一積分器，該三角積分調(diào)制器用以接收校正信號及連續(xù)時間輸入信號，以及用以產(chǎn)生離散時間輸出序列；估算電路，耦接該三角積分調(diào)制器，用以根據(jù)該校正信號及該離散時間輸出序列以產(chǎn)生誤差信號；以及控制電路，耦接該估算電路，用以根據(jù)該誤差信號以調(diào)整該至少一積分器的時間常數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該估算電路包含自適應(yīng)濾波器，用以計算該離散時間輸出序列及該校正信號的相關(guān)聯(lián)性。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該自適應(yīng)濾波器是以最小均方算法為基礎(chǔ)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該自適應(yīng)濾波器包含有限脈沖響應(yīng)濾波器；以及無限脈沖響應(yīng)濾波器，與該有限脈沖響應(yīng)濾波器串聯(lián)。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該估算電路還包含邏輯電路，其比對該自適應(yīng)濾波器的至少一濾波器系數(shù)及一相對應(yīng)閾值，以產(chǎn)生該誤差信號。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該控制電路輸出至少一控制信號以選擇性地連接多個電路元件的至少一個至該積分器。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該校正信號為偽隨機序列或是周期性序列。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中，于該校正信號及該連續(xù)時間輸入信號是不相關(guān)，且于該三角積分調(diào)制器處理該連續(xù)時間輸入信號時，進行該積分器的校正。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，其中該回路濾波器包含多個積分器電路，且該多個積分器的至少一個于調(diào)整該些積分器的時間常數(shù)的校正過程中被略過。
10.一種三角積分調(diào)制器的校正方法，該三角積分調(diào)制器接收連續(xù)時間輸入信號并產(chǎn)生離散時間輸出序列，該三角積分調(diào)制器包含至少一積分器，該校正方法包含輸入校正信號于該三角積分調(diào)制器；根據(jù)該校正信號及該離散時間輸出序列，產(chǎn)生誤差信號；以及根據(jù)該誤差信號以調(diào)整該三角積分調(diào)制器的該至少一積分器的時間常數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的校正方法，其中產(chǎn)生該誤差信號的步驟包含使用自適應(yīng)濾波器以估算該三角積分調(diào)制器的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)；及于該自適應(yīng)濾波器收斂后，將該自適應(yīng)濾波器的至少一濾波器系數(shù)及相對應(yīng)的至少一閾值進行比對。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的校正方法，其中調(diào)整該時間常數(shù)的步驟包含選擇性地連接多個電路元件的至少一個至該積分器。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的校正方法，還包含于校正過程中，略過至少一積分器；以及于校正后，恢復(fù)該被略過的至少一積分器的連接。
14.一種三角積分調(diào)制器，具有輸入端及輸出端，包含回路濾波器，耦接該輸入端，該回路濾波器包括多個積分器以及一選擇電路，其中，該選擇電路用以略過該多個積分器的至少一個；量化器，耦接該回路濾波器與該輸出端，用來量化該回路濾波器的輸出；以及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，耦接該量化器與該回路濾波器。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的三角積分調(diào)制器，還包含加法器，耦接該量化器，用來將校正信號輸入至該三角積分調(diào)制器。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的三角積分調(diào)制器，其中，該校正信號為偽隨機序列或是周期性序列。
17.一種回路濾波器，包含多個積分器，該多個積分器以串聯(lián)的形式相耦接，每一個積分器具有時間常數(shù)；以及多個加法器，是分別位于該多個積分器之間；選擇電路，耦接該多個積分器的至少一個；其中，于校正過程中，該選擇電路略過該多個積分器的至少一個以校正其余的該積分器的該時間常數(shù)；其中，于正常模式中，該回路濾波器使用該多個積分器進行回路濾波。
全文摘要
本發(fā)明是揭露一種具有自我校正功能的三角積分調(diào)制器，其通過輸入校正序列至調(diào)制器以及檢查該校正序列與調(diào)制器的輸出序列之間的相關(guān)值(correlation)，以判斷內(nèi)部積分器的時間常數(shù)是否過大或過小，并藉此調(diào)整調(diào)制器內(nèi)部的積分器的時間常數(shù)。在實施例中，是使用以LMS算法為基礎(chǔ)的自適應(yīng)濾波器來匹配調(diào)制器的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)，以取得此相關(guān)聯(lián)值。
文檔編號H03M1/12GK1983821SQ20061015430
公開日2007年6月20日 申請日期2006年9月20日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月23日
發(fā)明者謝鴻元, 林嘉亮 申請人:瑞昱半導(dǎo)體股份有限公司