專利名稱：包括數(shù)字帶通∑－△調(diào)制器的全數(shù)字式發(fā)射器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及發(fā)射器和接收器電路的領(lǐng)域，且更具體來說是針對(duì)例如在現(xiàn)代移動(dòng)電話手機(jī)中使用的全雙路復(fù)用收發(fā)器電路。
背景技術(shù)：
近年來，移動(dòng)電話技術(shù)已顯著進(jìn)步，這通過現(xiàn)今可用的較高性能的數(shù)字移動(dòng)電話來證明。在很大程度上，這些進(jìn)步源于廣泛采用了現(xiàn)代數(shù)字無線調(diào)制技術(shù)，例如時(shí)分多址(TDMA)；包括常規(guī)CDMA、寬頻帶CDMA(WCDMA)和CDMA2000標(biāo)準(zhǔn)的碼分多址(CDMA)技術(shù)；和個(gè)人通信服務(wù)(PCS)調(diào)制。這些調(diào)制信號(hào)的載波頻率在從大約800MHz到高達(dá)2.0GHz的范圍內(nèi)變動(dòng)。這些和其它數(shù)字調(diào)制與通信技術(shù)已顯著改進(jìn)了無線電話服務(wù)，且以降低的成本提供給消費(fèi)者。
執(zhí)行這種高頻調(diào)制與通信所需的電路已變得越來越復(fù)雜。盡管有此增加的復(fù)雜性，但仍然存在著進(jìn)一步降低硬件成本的重大壓力?？赏ㄟ^減少用于實(shí)現(xiàn)無線電話的集成電路和其它電子組件的數(shù)目，以及通過減小這些集成電路的芯片面積而降低這些集成電路的成本，來降低成本。然而，常規(guī)收發(fā)器電路仍很大程度依賴于模擬電路，尤其是在發(fā)射和接收射頻(RF)信號(hào)的過程中。此模擬電路和例如模擬域中通常需要的電感器的無源組件已限制了在運(yùn)算速度和減少的功率耗散兩個(gè)方面成本降低和性能改進(jìn)所能達(dá)到的程度。
圖1說明現(xiàn)代無線電話收發(fā)器(發(fā)射器/接收器)中的發(fā)射器的常規(guī)結(jié)構(gòu)。如圖1所示，∑-Δ數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)3將待發(fā)射的數(shù)字基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬域。所形成的模擬濾波由集成基帶模擬濾波器5進(jìn)行濾波，且被施加到模擬調(diào)制器7。在對(duì)于CDMA和WCDMA通信來說為典型的此常規(guī)結(jié)構(gòu)中，模擬調(diào)制器7包括第一自動(dòng)增益控制(AGC)功能件9，在基帶信號(hào)在混頻器11處與本機(jī)振蕩器(LO)時(shí)鐘模擬混頻之前，第一自動(dòng)增益控制功能件9施加大約25到30dB的增益。通常，混頻器11是正交混頻器，且由此產(chǎn)生同相(I)與正交相(Q)分量?jī)烧摺O時(shí)鐘由本機(jī)振蕩器15產(chǎn)生，所述本機(jī)振蕩器15接收發(fā)射頻率產(chǎn)生器功能件19的輸出。發(fā)射頻率產(chǎn)生器功能件19基于壓控振蕩器(VCO)17的輸出而產(chǎn)生由環(huán)路濾波器21進(jìn)行濾波的發(fā)射時(shí)鐘信號(hào)。將混頻器11的正交輸出施加到第二AGC功能件13，所述第二AGC功能件13對(duì)信號(hào)施加60dB標(biāo)稱增益。在通過功率放大器25放大之前，對(duì)輸出的經(jīng)調(diào)制信號(hào)施加通過SAW濾波器23而進(jìn)行的濾波。
在此常規(guī)結(jié)構(gòu)中，許多信號(hào)處理是在模擬域中執(zhí)行的。具體相對(duì)于圖1，模擬域開始于DAC3的輸出，并通過模擬調(diào)制器7和功率放大器25繼續(xù)。由于此較大程度的模擬處理，因此電路通常需要若干無源組件。對(duì)于圖1的常規(guī)發(fā)射器的實(shí)例，包括在功率放大器級(jí)25處，且對(duì)于模擬混頻器11，且同樣在發(fā)射器內(nèi)的其它電路中，若干電感器均是必需的。如此項(xiàng)技術(shù)中已知，這些電感器必須由外部組件來建構(gòu)，或者充其量在集成時(shí)需要較大的芯片面積。其它電路(例如環(huán)路濾波器21)包含外部組件(例如兩個(gè)電阻器和三個(gè)電容器)。
在實(shí)現(xiàn)時(shí)且在操作時(shí)，此常規(guī)模擬發(fā)射器結(jié)構(gòu)中的模擬AGC功能件9和13也存在問題。如此項(xiàng)技術(shù)中已知，因?yàn)橛葾GC功能件9、13施加的增益對(duì)制造工藝變化且同樣對(duì)操作溫度的敏感性，所以必須合適地校準(zhǔn)所述增益。此AGC校準(zhǔn)通常涉及制造流程中的顯著性測(cè)試和表征時(shí)間(characterization time)。
如此項(xiàng)技術(shù)中眾所周知，發(fā)射和接收到的信號(hào)兩者在例如根據(jù)CDMA和WCDMA標(biāo)準(zhǔn)執(zhí)行的全雙路復(fù)用通信中占用相同的頻率。實(shí)際上，常規(guī)收發(fā)器處所接收到的信號(hào)中的最大的噪聲源通常是來自收發(fā)器本身發(fā)射的信號(hào)的泄漏。然而已經(jīng)觀察到，不能將常規(guī)的模擬發(fā)射器構(gòu)造成具有特別低的接收頻帶噪聲，特別是在要使制造成本保持合理時(shí)(包括使用合理數(shù)目的無源組件)。
也許最重要的是，圖1的常規(guī)發(fā)射器的大部分電路的模擬特性使得難以將此發(fā)射器高度集成到單個(gè)集成電路中。另外，如此項(xiàng)技術(shù)中眾所周知，通過低電壓互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)不能容易地實(shí)現(xiàn)模擬電路。相反，模擬電路通常需要雙極晶體管，或至少需要雙極與CMOS設(shè)備的組合(例如BiCMOS技術(shù))，從集成電路制造成本的觀點(diǎn)來看這是昂貴的。雙極晶體管不像CMOS設(shè)備那樣可容易地按比例縮放，且由此預(yù)期在未來通過CMOS集成電路會(huì)達(dá)到的集成效率將不適用于利用雙極或BiCMOS技術(shù)的模擬電路。

發(fā)明內(nèi)容
因此本發(fā)明的目的是提供一種用于射頻(RF)發(fā)射器的全數(shù)字式結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種特別適于根據(jù)按比例縮放的低電壓互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)而建構(gòu)的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種可與數(shù)字基帶處理電路集成以便可達(dá)到用于無線電話手機(jī)的電子元件的單芯片實(shí)現(xiàn)的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種具有非常低的接收頻帶噪聲的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種在其中可關(guān)于中心發(fā)射頻率不對(duì)稱地調(diào)諧頻帶外噪聲凹口的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種在其中可實(shí)現(xiàn)高頻帶發(fā)射頻率(例如2GHz或更高)的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種在其中功率放大器驅(qū)動(dòng)器電路可與數(shù)字自動(dòng)增益控制(AGC)電路集成的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的又一目的是提供一種數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器。
參考以下說明書以及其附圖的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將明了本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明可建構(gòu)在全數(shù)字式發(fā)射器結(jié)構(gòu)中，其中包括上變頻器混頻器和過取樣數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所有功能件均通過數(shù)字電路來建構(gòu)。根據(jù)本發(fā)明，通過簡(jiǎn)單的多路復(fù)用器和反相器配置來實(shí)現(xiàn)所述上變頻器混頻器。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器包括零分割(zero-splitting)能力，使得進(jìn)入鄰近頻帶(例如收發(fā)器中的接收頻帶)中的發(fā)射噪聲泄漏可被控制。根據(jù)本發(fā)明，通過在其中反饋特性界定零頻率的數(shù)字濾波器配置來實(shí)現(xiàn)數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，將有限脈沖響應(yīng)(FIR)數(shù)字濾波與粗略增益控制和功率放大器驅(qū)動(dòng)器電路組合成延遲驅(qū)動(dòng)級(jí)陣列，其中對(duì)輸出進(jìn)行求和以驅(qū)動(dòng)功率放大器。


圖1是常規(guī)模擬RF發(fā)射器的方框形式的電氣圖。
圖2是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的數(shù)字收發(fā)器結(jié)構(gòu)的方框形式的電氣圖。
圖3是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖2的收發(fā)器中的數(shù)字發(fā)射器的方框形式的電氣圖。
圖4是說明根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的圖3的發(fā)射器中的數(shù)字上變頻器和信號(hào)處理功能件的結(jié)構(gòu)的方框形式的電氣圖。
圖5是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖4的數(shù)字上變頻器中的上變頻器混頻器的方框形式的電氣圖。
圖6是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖3的發(fā)射器中的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的方框形式的電氣圖。
圖7a和7b是說明根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的圖6的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的操作實(shí)例的性能的量化噪聲對(duì)頻率曲線圖。
圖8是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖3的數(shù)字發(fā)射器中的組合的FIR與MOS電源開關(guān)功能性的方框形式的電氣圖。
圖9是說明根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖3的數(shù)字發(fā)射器中的組合的FIR與MOS電源開關(guān)功能性的構(gòu)造中的進(jìn)一步細(xì)節(jié)的示意形式的電氣圖。
圖10是說明根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的圖3的數(shù)字發(fā)射器中的組合的FIR與MOS電源開關(guān)功能性的構(gòu)造中的更進(jìn)一步細(xì)節(jié)的示意形式的電氣圖。
圖11是說明根據(jù)本發(fā)明第二優(yōu)選實(shí)施例的圖3的發(fā)射器中的數(shù)字上變頻器和信號(hào)處理功能件的結(jié)構(gòu)的方框形式的電氣圖。
圖12是說明根據(jù)本發(fā)明第三優(yōu)選實(shí)施例的圖3的發(fā)射器中的數(shù)字上變頻器和信號(hào)處理功能件的結(jié)構(gòu)的方框形式的電氣圖。
具體實(shí)施例方式
將結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例來描述本發(fā)明，即如建構(gòu)成例如可與無線電話手機(jī)結(jié)合使用的數(shù)字收發(fā)器，因?yàn)轭A(yù)期本發(fā)明的這種應(yīng)用將尤其受益于其優(yōu)點(diǎn)。然而，還預(yù)期本發(fā)明的其它應(yīng)用也可受益于其優(yōu)點(diǎn)。
首先參看圖2，現(xiàn)將描述本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例中的每一者均可建構(gòu)成的通信系統(tǒng)。在圖2的實(shí)例中，系統(tǒng)是無線電話手機(jī)，且由此包括麥克風(fēng)M，其經(jīng)耦合以將信號(hào)提供到數(shù)字基帶處理器10且接著提供到數(shù)字發(fā)射器20；和揚(yáng)聲器S，其經(jīng)耦合以經(jīng)由數(shù)字基帶處理器10從接收通道28接收信號(hào)。功能上，額外電路和功能性通常也將建構(gòu)到系統(tǒng)中，此類功能件包括用于全面控制系統(tǒng)的控制器、借助鍵盤和LCD顯示器的輸入/輸出。在信號(hào)路徑中，數(shù)字基帶處理器10包括用于在調(diào)制之前(且因此仍以“基帶”頻率)對(duì)信號(hào)執(zhí)行模擬和數(shù)字濾波、通道和誤差校正編碼等的電路和功能性。通常，現(xiàn)代無線電話手機(jī)包括例如可從Texas Instruments Incorporated購(gòu)得的OMAP24xx處理器的高等級(jí)集成電路，例如ARM11處理器和TMS320C55x數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)的包括核心引擎的這種處理器充當(dāng)數(shù)字基帶處理器10。
在發(fā)射側(cè)，數(shù)字發(fā)射器20從數(shù)字基帶處理器10接收經(jīng)處理的信號(hào)，所述經(jīng)處理的信號(hào)對(duì)應(yīng)于來自麥克風(fēng)M的模擬音頻信號(hào)。下文將進(jìn)一步詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的數(shù)字發(fā)射器20的構(gòu)造。數(shù)字發(fā)射器20產(chǎn)生RF輸出信號(hào)，所述RF輸出信號(hào)由表面聲波(SAW)濾波器22濾波，且由功率放大器24放大以用于經(jīng)由雙路復(fù)用器26而通過天線A發(fā)射。以接收通道28來說明此系統(tǒng)的接收側(cè)，接收通道28經(jīng)由雙路復(fù)用器26從天線A接收RF信號(hào)，且接收通道28以常規(guī)方式將這些接收到的信號(hào)解調(diào)并處理成基帶信號(hào)，其后，數(shù)字基帶處理器10將接收到的信號(hào)進(jìn)一步處理成適于通過揚(yáng)聲器S輸出的形式。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，預(yù)期可用晶體管和設(shè)備技術(shù)來實(shí)現(xiàn)數(shù)字發(fā)射器20的構(gòu)造，所述技術(shù)使得數(shù)字發(fā)射器20適于與數(shù)字基帶處理器10建構(gòu)在同一集成電路中，所述技術(shù)例如為互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)。CMOS中的數(shù)字發(fā)射器20的實(shí)現(xiàn)將使數(shù)字發(fā)射器20能夠以更小的晶體管臨界特征與例如數(shù)字基帶處理器10的常規(guī)數(shù)字電路一起按比例縮放，從而引起持續(xù)的性能改進(jìn)和持續(xù)的成本降低。例如上文相對(duì)于圖1所描述的常規(guī)發(fā)射器電路通常需要雙極或BiCMOS技術(shù)，且由此不能容易地與常規(guī)數(shù)字基帶處理器一起按比例縮放。
另外，還預(yù)期根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例而構(gòu)造的數(shù)字發(fā)射器20可在接收頻帶中提供減小的噪聲。數(shù)字發(fā)射器20的這種經(jīng)改進(jìn)的接收頻帶噪聲性能將減少對(duì)SAW濾波器22的要求，從而進(jìn)一步降低整個(gè)系統(tǒng)的成本；另外，接收頻帶噪聲的減小將改進(jìn)由接收通道28接收并處理的信號(hào)的保真度。此外，數(shù)字發(fā)射器20的全數(shù)字式操作允許自動(dòng)增益控制(AGC)功能件的數(shù)字控制，從而不需要常規(guī)RF收發(fā)器所需的模擬AGC校準(zhǔn)。
現(xiàn)參看圖3，現(xiàn)將描述根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的數(shù)字發(fā)射器20的構(gòu)造。來自數(shù)字基帶處理器10(圖2)的數(shù)字基帶輸入信號(hào)DBB由蜂窩式數(shù)字信號(hào)處理功能件35接收，所述蜂窩式數(shù)字信號(hào)處理功能件35執(zhí)行例如串行到并行轉(zhuǎn)換、數(shù)字濾波、將信號(hào)分割成同相和正交相分量、取樣速率轉(zhuǎn)換等的功能。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，將待發(fā)射信號(hào)的同相分量轉(zhuǎn)發(fā)到同相數(shù)字上變頻器功能件36I；類似地，將待發(fā)射信號(hào)的正交相分量轉(zhuǎn)發(fā)到正交相上變頻器功能件36Q。下文將進(jìn)一步詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的同相和正交相數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q的構(gòu)造和操作。將同相和正交相數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q的輸出施加到加法器38的輸入，加法器38對(duì)經(jīng)上變頻的分量進(jìn)行組合并將結(jié)果施加到數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40，下文還將進(jìn)一步詳細(xì)描述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40的構(gòu)造。來自數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40的經(jīng)調(diào)制的輸出信號(hào)由有限脈沖響應(yīng)(FIR)數(shù)字濾波器42進(jìn)行濾波，且為施加到MOS電源開關(guān)陣列44的輸入信號(hào)。如下文將進(jìn)一步詳細(xì)描述，從數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40輸出的每一位均優(yōu)選驅(qū)動(dòng)FIR功能件42中的開關(guān)與MOS電源開關(guān)陣列44中的開關(guān)的組合。如下文將描述，且根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，將FIR功能件42和MOS電源開關(guān)陣列44有效地組合成分級(jí)子單元陣列43，以便產(chǎn)生施加有粗略增益控制的RF輸出信號(hào)。
數(shù)字發(fā)射器20還包括用于產(chǎn)生由數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q且由數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40使用的各種時(shí)鐘信號(hào)的電路。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，頻率合成器30是用于產(chǎn)生具有選定頻率的一個(gè)或一個(gè)以上時(shí)鐘信號(hào)的常規(guī)頻率合成器，所述選定頻率通常為極限發(fā)射頻率Ftx(例如，對(duì)于CDMA2K來說為824到849MHz，或?qū)τ贓DGE、WCDMA和PCS來說為1.8到2.0GHz)的倍數(shù)；如將從以下描述內(nèi)容中變得明顯，所述倍數(shù)無需為整數(shù)。時(shí)鐘分配電路32將頻率合成器32的輸出分配到數(shù)字發(fā)射器20內(nèi)的各個(gè)功能件，且可包括用于根據(jù)需要而以額外頻率產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)的額外分頻器或混頻器。數(shù)字發(fā)射器20還包括控制器41，其可對(duì)應(yīng)于圖2的系統(tǒng)內(nèi)的較高等級(jí)控制器。如下文將進(jìn)一步詳細(xì)描述，控制器41包括可編程邏輯或其它電路，其用于控制發(fā)射器20的操作，包括選擇數(shù)字增益控制信號(hào)并將數(shù)字增益控制信號(hào)施加到MOS電源開關(guān)44。
現(xiàn)參看圖4，現(xiàn)將描述根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的蜂窩式數(shù)字信號(hào)處理功能件35和數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q的詳細(xì)構(gòu)造。在此實(shí)例中，對(duì)應(yīng)于CDMA2K標(biāo)準(zhǔn)，發(fā)射頻率Ftx為836MHz。如將從此描述內(nèi)容中變得明顯，可通過數(shù)字發(fā)射器20以用于現(xiàn)代數(shù)字電路的相對(duì)較適中的頻率而操作來容易達(dá)到此相對(duì)較高的發(fā)射頻率。
在本發(fā)明的此第一實(shí)施例中，將采取單個(gè)位位流形式的數(shù)字基帶輸入信號(hào)DBB施加于串行到并行轉(zhuǎn)換器46。串行到并行轉(zhuǎn)換器46以常規(guī)方式將串行輸入位流分組成連續(xù)字，并將并行字分配給同相和正交相分量。如此項(xiàng)技術(shù)中已知，將位流分割成這些正交分量的具體方式是任意的，只要接收器可將分量重新組合成采取數(shù)字基帶位流形式的可理解信息。串行到并行轉(zhuǎn)換器46輸出的并行數(shù)據(jù)字的寬度將視數(shù)字發(fā)射器20中的相對(duì)時(shí)鐘速率和極限發(fā)射頻率Ftx而定。對(duì)于CDMA通信的實(shí)例，串行到并行轉(zhuǎn)換器46以4.8MHz的頻率輸出寬度在六到八位的范圍內(nèi)變動(dòng)的數(shù)據(jù)字，以用于同相和正交相分量中的每一者；在WCDMA通信中，串行到并行轉(zhuǎn)換器46可以3.84MHz的頻率輸出六到八位寬的數(shù)據(jù)字。
蜂窩式數(shù)字信號(hào)處理功能件35的處理的剩余物在同相分量與正交相分量之間實(shí)質(zhì)上是相同的。數(shù)字脈沖整形濾波器48I對(duì)同相分量施加數(shù)字濾波，且數(shù)字脈沖整形濾波器48Q對(duì)正交相分量施加數(shù)字濾波。脈沖整形濾波器48將最后發(fā)射的信號(hào)的頻譜整形到所需發(fā)射頻帶內(nèi)，且在特定通信標(biāo)準(zhǔn)的功率譜密度(PSD)限制內(nèi)。
到這時(shí)，在數(shù)字脈沖整形濾波器48I、48Q的輸出處，數(shù)據(jù)(作為位流DBB且在并行化之后)的取樣速率處于基帶速率。將此取樣速率轉(zhuǎn)換為與發(fā)射頻率Ftx兼容的頻率的過程開始于取樣速率轉(zhuǎn)換器50I、50Q，所述取樣速率轉(zhuǎn)換器50I、50Q中的每一者均是用于以一種速率緩沖引入的數(shù)據(jù)以便以另一速率輸出數(shù)據(jù)的常規(guī)電路。在此實(shí)例中，從取樣速率轉(zhuǎn)換器50I、50Q輸出的數(shù)據(jù)的速率從極限發(fā)射頻率Ftx開始分頻。在此實(shí)例中，帶通∑-Δ調(diào)制器40的取樣頻率Fs是發(fā)射頻率Ftx的四倍(Fs＝4Ftx)，且在此實(shí)例中，SRC 50I、50Q的輸出處的取樣速率是Fs/160。時(shí)鐘分配電路32將處于此輸出速率Fs/160的時(shí)鐘信號(hào)提供到SRC 50I、50Q。
增益級(jí)52I、52Q分別對(duì)來自SRC 50I、50Q的經(jīng)取樣速率轉(zhuǎn)換的信號(hào)中的每一者施加選定的增益值。優(yōu)選地，由增益級(jí)52I、52Q施加的增益值是具有相對(duì)較接近的分辨率(例如大約0.25 dB步長(zhǎng))的二進(jìn)制值。優(yōu)選地，借助可由此項(xiàng)技術(shù)中已知的二進(jìn)制移位器實(shí)現(xiàn)的數(shù)字乘法器來建構(gòu)增益級(jí)52I、52Q，以達(dá)到精度和有效性能兩者。在本發(fā)明的此實(shí)施例中，增益級(jí)52I、52Q的輸出處的取樣速率保持在Fs/160。
在施加所需增益值之后，將同相和正交相分量中的每一者施加到對(duì)應(yīng)的功能件54I、54Q，所述對(duì)應(yīng)的功能件54I、54Q施加級(jí)聯(lián)積分梳狀(cascaded-integrate-and-comb，CIC)濾波和數(shù)字有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波。通過CIC和FIR功能件54I、54Q對(duì)數(shù)據(jù)的進(jìn)行濾波將視所需頻譜特性而定。由CIC和FIR功能件54I、54Q施加的數(shù)據(jù)分量的插值用以增加取樣速率。在此實(shí)例中，從CIC和FIR功能件54I、54Q輸出的取樣速率處于速率Fs/4。如現(xiàn)將描述，通過數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q對(duì)此數(shù)據(jù)流進(jìn)行上變頻將使數(shù)據(jù)流處于適當(dāng)?shù)娜铀俾室怨┱{(diào)制。
如圖4所示，數(shù)字上變頻器功能件36I對(duì)經(jīng)同相濾波且內(nèi)插的數(shù)據(jù)流進(jìn)行上變頻，且數(shù)字上變頻器功能件36Q對(duì)經(jīng)正交相濾波且內(nèi)插的數(shù)據(jù)流進(jìn)行上變頻。通過數(shù)字上變頻器功能件36中的每一者施加的上變頻使數(shù)據(jù)流的每一樣本均有效地乘以對(duì)應(yīng)于余弦函數(shù)(對(duì)于同相數(shù)字上變頻器功能件36I)和正弦函數(shù)(對(duì)于正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q)的一系列值。因此，上變頻器功能件36I、36Q的輸出對(duì)應(yīng)于正交分量，其每一者均具有對(duì)應(yīng)于其取樣值中的一者的振幅。
根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，如現(xiàn)將相對(duì)于圖5所描述，可通過簡(jiǎn)單的多路復(fù)用器電路來實(shí)現(xiàn)數(shù)字上變頻器功能件36I、36Q。將來自對(duì)應(yīng)CIC和FIR功能件54的引入數(shù)據(jù)字D施加到多路復(fù)用器57的一個(gè)輸入，且經(jīng)由多位反相器功能件55到達(dá)多路復(fù)用器57的第二輸入(作為值-D)。多路復(fù)用器57的第三輸入接收零數(shù)據(jù)值(對(duì)應(yīng)于預(yù)期的數(shù)據(jù)字D的許多個(gè)位中的每一者的“0”二進(jìn)制級(jí)別)。通過控制電路(未圖示)或從時(shí)鐘分配電路32在線正弦/余弦MPY上將控制輸入施加到多路復(fù)用器57，以致使多路復(fù)用器57在其輸入中選擇以用于施加到其輸出。
施加到多路復(fù)用器57的控制輸入以是施加到多路復(fù)用器57的數(shù)據(jù)字D的值的頻率四倍的頻率以對(duì)應(yīng)于正弦或余弦波形的圖案來在其輸入之間進(jìn)行排序。對(duì)于數(shù)字上變頻器功能件36I的實(shí)例，輸出數(shù)據(jù)信號(hào)對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)字D的值乘以余弦函數(shù)所得的乘積；對(duì)于數(shù)字上變頻器功能件36Q的實(shí)例，輸出數(shù)據(jù)信號(hào)對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)字D的值乘以正弦函數(shù)所得的乘積。可通過考慮多路復(fù)用器57的輸出處的取樣速率將處于取樣頻率Fs而輸入數(shù)據(jù)速率處于此頻率Fs的1/4來推導(dǎo)待施加的圖案；因此多路復(fù)用器57的輸出從每一輸入樣本產(chǎn)生四個(gè)樣本。對(duì)于數(shù)字上變頻器功能件36I的實(shí)例，多路復(fù)用器57的所需輸出是Dcos(2πft)=Dcos(2π(1Ts)t)...(1a)]]>且對(duì)于數(shù)字上變頻器功能件36Q則為Dsin(2πft)=Dsin(2π(1Ts)t)...(1b)]]>其中輸出頻率(來自多路復(fù)用器57)為Fs，其具有取樣周期1/Ts。因?yàn)樵谳敵鲱l率的每一周期內(nèi)獲取四個(gè)樣本(即，輸入頻率為Fs/4)，所以在每一周期Ts內(nèi)，時(shí)間變量t將具有值t1＝0、t2Ts/4、t3＝2Ts/4和t4＝3Ts/4。舉例來說，在施加正弦波形的過程中，數(shù)字上變頻器功能件36Q內(nèi)來自多路復(fù)用器57的輸出值的序列可通過以下各式來實(shí)現(xiàn)Dsin(2π(1Ts)t1)=Dsin(2π(1Ts)·0)=Dsin(0)=0...(2a)]]>Dsin(2π(1Ts)t2)=Dsin(2π(1Ts)Ts4)=Dsin(π2)=D...(2b)]]>Dsin(2π(1Ts)t3)=Dsin(2π(1Ts)2Ts4)=Dsin(π)=0...(2c)]]>Dsin(2π(1Ts)t4)=Dsin(2π(1Ts)3Ts4)=Dsin(3π2)=-D...(2d)]]>因此正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q中對(duì)多路復(fù)用器57的正弦/余弦MPY控制輸入在取樣時(shí)鐘的每一周期內(nèi)以此圖案(0，D，0，-D)在多路復(fù)用器57的輸入之間進(jìn)行選擇。類似地，同相數(shù)字上變頻器功能件36I中對(duì)多路復(fù)用器57的正弦/余弦MPY控制輸入在取樣時(shí)鐘的每一周期內(nèi)以圖案(D，0，-D，0)在多路復(fù)用器57的輸入之間進(jìn)行選擇；當(dāng)然，由于串行到并行轉(zhuǎn)換器46將引入位流分割成分量的操作，施加到同相數(shù)字上變頻器功能件36I的數(shù)據(jù)輸入字D的值將不同于施加到正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q的數(shù)據(jù)輸入字D的值。
返回參看圖4，將同相數(shù)字上變頻器功能件36I和正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q的輸出施加到加法器38，加法器38以取樣頻率Fs將引入的數(shù)據(jù)值組合成單個(gè)數(shù)據(jù)流。如從數(shù)字上變頻器功能件36的操作的描述中明顯可見，同相數(shù)字上變頻器功能件36I的輸出與正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q的輸出是正交的，因?yàn)橥鄶?shù)字上變頻器功能件36I和正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q不會(huì)同時(shí)呈現(xiàn)非零值。因此，加法器38可為數(shù)字加法器，或者可為具有與同相數(shù)字上變頻器功能件36I和正交相數(shù)字上變頻器功能件36Q同步的選擇輸入信號(hào)的多路復(fù)用器。接著將加法器38所產(chǎn)生的組合信號(hào)提供到數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40，以用于調(diào)制成RF輸出信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例，帶通∑-Δ調(diào)制器40將相對(duì)較寬的輸入數(shù)據(jù)(例如每個(gè)樣本十四個(gè)位)轉(zhuǎn)換成每個(gè)樣本較少數(shù)目的位，其具有以所需發(fā)射頻率Ftx為中心的頻譜，所述發(fā)射頻率Ftx在此情況下為取樣頻率Fs的四分之一。同樣根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例，帶通∑-Δ調(diào)制器40被構(gòu)造成在所需發(fā)射頻率Ftx的任一側(cè)上均具有凹口或“零”，其中所述凹口中的至少一者對(duì)應(yīng)于接收頻帶的中心。帶通∑-Δ調(diào)制器40的此操作導(dǎo)致極好的接收頻帶噪聲容限，其允許減少發(fā)射數(shù)據(jù)路徑中的下游濾波器，如上文所提到。
現(xiàn)參看圖6，現(xiàn)將詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明的此第一優(yōu)選實(shí)施例的帶通∑-Δ調(diào)制器40的構(gòu)造。如從此描述中明顯可見，帶通∑-Δ調(diào)制器40實(shí)際上對(duì)應(yīng)于數(shù)字信號(hào)處理操作，且由此可借助由數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)執(zhí)行的程序序列或者借助用于此功能的定制邏輯硬件來實(shí)現(xiàn)。因此圖6借助數(shù)據(jù)流程圖來說明帶通∑-Δ調(diào)制器40的構(gòu)造。
將來自加法器38的輸入數(shù)據(jù)字的最高有效位中的一者或一者以上施加到下游加法器64的一個(gè)輸入，并將剩余的最低有效位施加到加法器60的一個(gè)輸入。加法器60的另一輸入(其為負(fù)輸入)接收下文將描述的反饋信號(hào)。由此，加法器60的功能是從輸入數(shù)字值減去反饋信號(hào)的數(shù)字值；將結(jié)果轉(zhuǎn)發(fā)到量化器62且轉(zhuǎn)發(fā)到加法器70的一個(gè)輸入。量化器62從加法器60的結(jié)果中提取最高有效位，例如最高有效的兩個(gè)或三個(gè)位，并將此值轉(zhuǎn)發(fā)到下游加法器64的一個(gè)輸入且轉(zhuǎn)發(fā)到加法器70的第二輸入。加法器70從加法器60提供給量化器62的全值中減去來自量化器62的結(jié)果，以產(chǎn)生施加到數(shù)字濾波器72的差值(即，余數(shù))。另一方面，下游加法器64將輸入值的最高有效位添加到來自量化器62的經(jīng)量化的值，優(yōu)選地將總和維持為兩位或三位值，并將此結(jié)果施加到動(dòng)態(tài)元件匹配功能件66供以常規(guī)方式來減少失配，且接著供輸出到FIR功能件42(圖3)。
根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，數(shù)字濾波器72確定帶通∑-Δ調(diào)制器40的頻率響應(yīng)，尤其是在帶通特性中建立零值或凹口的過程中。根據(jù)本發(fā)明的此第一優(yōu)選實(shí)施例，選擇特性中的零值以根據(jù)操作標(biāo)準(zhǔn)而與接收頻帶對(duì)準(zhǔn)。對(duì)于其中發(fā)射頻率Ftx的實(shí)例為836MHz的CDMA2000的情況，接收頻帶以881MHz為中心，其比發(fā)射頻率Ftx高出45MHz。可使用如下的噪聲傳遞函數(shù)(NTF)由數(shù)字濾波器72來建構(gòu)此帶通特性的零值的對(duì)稱布局NTF＝1+2β-2+z-4(3)其中將β定義為β=2cos(2πfcfs)2-1...(4)]]>其中fc是零值距中心頻率fs(其為發(fā)射頻率Ftx)的偏移量。在此實(shí)例中，偏移頻率fc為45MHz。
圖7a和7b說明本發(fā)明的第一優(yōu)選實(shí)施例的此實(shí)例的性能，其中偏移頻率fc為45MHz且中心頻率fs為發(fā)射頻率Ftx＝836MHz。在此實(shí)例中，選擇偏移頻率fc以對(duì)應(yīng)于881MHz的接收中心頻率Frx。如從圖7a的模擬結(jié)果中明顯可見，零值呈現(xiàn)于量化噪聲的特性中，且在任一側(cè)上與極點(diǎn)頻率Ftx＝836 MHz均勻地間隔開45 MHz的偏移頻率fc。圖7b是圖7a的特性在發(fā)射頻率Ftx＝836MHz的高側(cè)上的部分的放大視圖，其根據(jù)需要說明接收中心Frx＝881MHz處的尖銳零值(sharp zero)。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，還預(yù)期更復(fù)雜的噪聲傳遞函數(shù)可用于達(dá)到對(duì)數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40的特性的額外控制。在一些應(yīng)用中，可能需要在特性中具有不對(duì)稱零值，例如在發(fā)射頻率Ftx的一側(cè)上具有接收頻帶且在發(fā)射頻率Ftx的用于另一服務(wù)的另一側(cè)上具有例如GFS頻帶或類似頻帶的頻帶的無線電話手機(jī)中。數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40中的數(shù)字濾波器72的用于界定不對(duì)稱偏移頻率fc1和fc2(其分別在發(fā)射頻率Ftx的低側(cè)和高側(cè)上)的示范性NTF如下NTF＝z-4+2(sin fc1+sin fc2)z-3+2(1+2sin fc1sin fc2)z-2+2(sin fc1+sin fc2)z-1+1 (5)預(yù)期參考此說明書的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將容易能夠推導(dǎo)替代的噪聲傳遞函數(shù)，包括其特定應(yīng)用所需的更復(fù)雜的函數(shù)。當(dāng)然，數(shù)字濾波器72的額外復(fù)雜性可涉及效率和電路復(fù)雜性的額外成本，這應(yīng)由設(shè)計(jì)者考慮。
如上文相對(duì)于圖3所提到，F(xiàn)IR功能件42和MOS開關(guān)44優(yōu)選組合成陣列43，用于產(chǎn)生具有粗略增益控制的RF輸出信號(hào)。圖8說明根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例的陣列43的配置。如圖8所示，數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40將多位數(shù)字輸出(其在此實(shí)例中為三個(gè)位那么寬)輸出到陣列43。根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，經(jīng)多位調(diào)制的輸出的每一位通過分離的組合子陣列43A到43C個(gè)別地施加到FIR濾波器并驅(qū)動(dòng)分離的MOS RF電源開關(guān)。當(dāng)然，子陣列43j的數(shù)目將視來自數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40的輸出位的數(shù)目j而定。三個(gè)子陣列43A、43C的輸出驅(qū)動(dòng)輸出線RF OUT，其施加到下游SAW濾波器22(圖2)。
現(xiàn)參看圖9，現(xiàn)將描述示范性子陣列43j的構(gòu)造。預(yù)期子陣列43A到43C中的每一者均將類似地構(gòu)造為圖9的實(shí)例。在實(shí)現(xiàn)FIR數(shù)字濾波之后和在施加增益值之后，子陣列43j從數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40接收一個(gè)輸入位BITj，并響應(yīng)于所述位而在線RF OUT上產(chǎn)生RF信號(hào)。
圖9的輸出驅(qū)動(dòng)電路包括連接在電源電壓VddHI與輸出線RF OUT之間的電感負(fù)載76。漏極擴(kuò)展MOS(DEMOS)晶體管780到78n(如下文將詳細(xì)描述，F(xiàn)IR濾波器的每一分接頭使用一個(gè)漏極擴(kuò)展MOS晶體管)每一者的漏極均連接到輸出線RF OUT，且每一者的柵極均由參考電壓BIAS根據(jù)通過所述柵極的所需傳導(dǎo)來偏置。每一DEMOS晶體管78均以陰地柵地級(jí)聯(lián)(cascade)方式與短溝道n溝道MOS晶體管82連接，其中晶體管82的漏極連接到其相關(guān)聯(lián)DEMOS晶體管78的源極，且晶體管82的源極接地。響應(yīng)于用于FIR濾波器的分接頭的輸入位BITj，且在由相關(guān)聯(lián)的增益控制區(qū)塊80施加增益值之后，控制每一晶體管82的柵極。
圖9說明用于FIR濾波器的每一分接頭的單個(gè)DEMOS晶體管78和單個(gè)短溝道MOS晶體管82。如將從下文對(duì)增益控制區(qū)塊80的描述中變得明顯，DEMOS晶體管78與MOS晶體管82的每一陰地柵地級(jí)聯(lián)對(duì)均優(yōu)選對(duì)應(yīng)于并聯(lián)連接的多個(gè)陰地柵地級(jí)聯(lián)對(duì)，其中由增益控制區(qū)塊80個(gè)別地控制每一MOS晶體管82的柵極。下文將進(jìn)一步詳細(xì)描述此構(gòu)造，將用于給定分接頭的DEMOS晶體管78與MOS晶體管82的陰地柵地級(jí)聯(lián)對(duì)和其相關(guān)聯(lián)增益控制區(qū)塊80看作功能區(qū)塊79。然而，為了更加清楚地解釋本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)，圖9的更高級(jí)別的說明內(nèi)容說明每一FIR分接頭僅對(duì)應(yīng)單個(gè)陰地柵地級(jí)聯(lián)對(duì)。
如此項(xiàng)技術(shù)中已知，漏極擴(kuò)展MOS(DEMOS)晶體管包括設(shè)置在溝道區(qū)域與較高摻雜的漏極觸點(diǎn)之間的稍輕度摻雜的漂移區(qū)域作為晶體管的漏極的一部分。所述漂移區(qū)可位于柵電極和柵極電介質(zhì)之下，或在一些情況下還可位于場(chǎng)電介質(zhì)結(jié)構(gòu)之下。此漂移區(qū)或“漏極擴(kuò)展”提升了設(shè)備的反向擊穿電壓。因此，DEMOS設(shè)備與根據(jù)同一幾何形狀構(gòu)造但沒有漏極擴(kuò)展的設(shè)備相比，能夠以高得多的漏極到源極電壓可靠地操作。隨著近年來MOS和CMOS設(shè)備已按比例縮小到極小的幾何形狀，DEMOS晶體管已變得尤其重要。
DEMOS晶體管78與相關(guān)聯(lián)短溝道MOS晶體管82的陰地柵地級(jí)聯(lián)連接在驅(qū)動(dòng)輸出RF信號(hào)的過程中提供重要優(yōu)點(diǎn)，且能夠?qū)IR濾波器功能件42與MOS開關(guān)44組合成彼此相同的集成電路，且具有上文所述的數(shù)字發(fā)射器20的其它數(shù)字功能。電源電壓VddHI可顯著高于用于設(shè)備的高速核心邏輯的電源電壓，這對(duì)于來自功率MOS設(shè)備的RF輸出是典型的。就此高電壓出現(xiàn)在輸出線RF OUT處來說，假定偏壓BIAS選擇適當(dāng)，此電壓降的大部分可越過DEMOS晶體管78(而不是越過其相關(guān)聯(lián)短溝道晶體管80)。如上文所述，DEMOS晶體管78的擊穿電壓比短溝道晶體管80的擊穿電壓高得多，且由此可承受此電壓降落，并提供所需的高RF功率。因此每一DEMOS晶體管78均屏蔽其相關(guān)聯(lián)短溝道晶體管82使它免受輸出線RF OUT處的高輸出電壓。
另一方面，DEMOS晶體管78不太適于快速開關(guān)，尤其是在RF通信所需的開關(guān)時(shí)間。根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，這尤其真實(shí)，其中數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40以過取樣的取樣頻率Fs操作，在此實(shí)例中，所述過取樣的取樣頻率Fs是發(fā)射頻率Ftx的四倍。然而，短溝道MOS晶體管82可以這些頻率來迅速開關(guān)。由此，MOS晶體管82響應(yīng)于輸入位BITj和FIR濾波而實(shí)現(xiàn)子陣列43j中每一陰地柵地級(jí)聯(lián)驅(qū)動(dòng)器的開關(guān)。
此陰地柵地級(jí)聯(lián)配置還提供額外優(yōu)點(diǎn)。如上文所提到，MOS晶體管82以較高的開關(guān)速率操作。DEMOS設(shè)備78防止由于此快速開關(guān)而導(dǎo)致的偽數(shù)字行為出現(xiàn)在輸出線RF OUT處。另外，參考電壓BIAS對(duì)DEMOS設(shè)備78的偏置提供用于MOS晶體管82的操作的穩(wěn)定偏置點(diǎn)，從而進(jìn)一步確保MOS晶體管82的極好開關(guān)性能。
如從圖9中明顯可見，在子陣列43j中提供多個(gè)陰地柵地級(jí)聯(lián)晶體管對(duì)78、82。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，每一陰地柵地級(jí)聯(lián)對(duì)均對(duì)應(yīng)于有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的一分接頭，從而實(shí)現(xiàn)FIR濾波器功能件42(圖3)。如上文所論述，數(shù)字發(fā)射器20在一發(fā)射頻帶內(nèi)操作，且優(yōu)選避免其它頻帶(例如接收頻帶，和用于例如GPS、藍(lán)牙通信等的其它服務(wù)的頻帶)。因此，F(xiàn)IR濾波器42優(yōu)選為帶通FIR濾波器，特性中具有優(yōu)選與其它頻帶的頻率對(duì)準(zhǔn)的凹口或零值，通過這來使來自數(shù)字發(fā)射器20的干擾最小化。如此項(xiàng)技術(shù)中已知，通常通過每一分接頭之間的二階延遲以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)這種帶通FIR濾波器。適于與本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例結(jié)合使用的七分接頭FIR帶通FIR濾波器變換函數(shù)H(z)的實(shí)例是H(z)＝1-z-2+z-4-z-6+z+z-8-z-10+z-12(6)當(dāng)然，可替代地建構(gòu)其它濾波器特性。此特定的特性是有利的，因?yàn)橄禂?shù)全部是統(tǒng)一的，不需要額外增益級(jí)或消除了合并用于增益控制區(qū)塊80中每一分接頭的不同增益因數(shù)的復(fù)雜性。
還應(yīng)謹(jǐn)慎考慮FIR濾波器特性中的凹口可能隨著發(fā)射頻帶內(nèi)的不同“通道”被選擇而移位的效應(yīng)。舉例來說，在蜂窩式頻帶中，可選擇的不同通道可變化多達(dá)±50MHz(在取樣頻率Fs中)；通道發(fā)射頻率的此最大差值可導(dǎo)致等式(6)的FIR特性中的凹口在GPS頻帶中移位約23MHz。預(yù)期參考此說明書的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將容易能夠?yàn)槊恳惶囟☉?yīng)用選擇適當(dāng)?shù)腇IR濾波器特性。
如圖9所示，通過延遲級(jí)841到84n的級(jí)聯(lián)來合并FIR濾波器。在本發(fā)明的此實(shí)施例中，由于延遲級(jí)是成對(duì)建構(gòu)的(即，在變換函數(shù)H(z)中，z的所有冪均為2的倍數(shù))，所以每一延遲級(jí)84插入兩個(gè)取樣周期的延遲(即，項(xiàng)z-2)。在此實(shí)例中，在輸入位BITj的當(dāng)前狀態(tài)處于取樣時(shí)間t的情況下，第一延遲級(jí)841的輸出對(duì)應(yīng)于來自先前兩個(gè)樣本的輸入位BITj(t-2)。將第一延遲級(jí)841的輸出施加到對(duì)應(yīng)增益控制區(qū)塊801的輸入。另外，還將第一延遲級(jí)841的輸出施加到延遲級(jí)842的輸入，使得延遲級(jí)842的輸出為BITj(t-4)，或在當(dāng)前輸入位BITj(t)之前四個(gè)樣本。類似地，將延遲級(jí)842的輸出施加到其對(duì)應(yīng)增益控制區(qū)塊802的輸入，并依次施加到下一延遲級(jí)的輸入，等等。因此，施加到增益控制區(qū)塊80n的輸入的最末延遲級(jí)84n的輸出為BITj(t-2n)?？稍谠鲆婵刂茀^(qū)塊80內(nèi)實(shí)現(xiàn)FIR傳遞特性的特定系數(shù)；或者，尤其對(duì)于僅涉及統(tǒng)一系數(shù)的傳遞特性來說，可將適合于濾波器的反相器插入增益控制區(qū)塊80內(nèi)或與所述增益控制區(qū)塊80串聯(lián)。
現(xiàn)參看圖10，現(xiàn)將描述作為圖9的示范性功能區(qū)塊79j的一部分的根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的示范性增益控制區(qū)塊80的構(gòu)造。如上文所提到，增益控制區(qū)塊80對(duì)將要在線RF OUT上輸出的信號(hào)實(shí)現(xiàn)粗略增益控制。在本發(fā)明的這些實(shí)施例中，預(yù)期由控制器41(圖3)，或者數(shù)字發(fā)射器20或系統(tǒng)體現(xiàn)發(fā)射器20內(nèi)的另一數(shù)字功能件產(chǎn)生的數(shù)字增益控制字將產(chǎn)生適當(dāng)?shù)目刂谱?。此增益控制可為預(yù)先編程的值，或者可為基于當(dāng)前遇到的特定通信通道條件的經(jīng)計(jì)算出的值。
在圖10中所說明的增益控制區(qū)塊80j的示范性實(shí)施例中，可以6dB步長(zhǎng)來施加18dB范圍內(nèi)的增益。在此實(shí)施方案中，提供四個(gè)DEMOS晶體管78ja到78jd(共同對(duì)應(yīng)于圖9的DEMOS晶體管78中的一者)，其每一者的漏極均連接到線RF OUT且每一者的柵極均由參考電壓BIAS來偏置。因此，在此實(shí)例中，提供四個(gè)短溝道n溝道MOS晶體管82ja到82jd(共同對(duì)應(yīng)于圖9的MOS晶體管82中的一者)，其每一者的漏極均連接到DEMOS晶體管78ja到78jd中的對(duì)應(yīng)一者，且每一者的源極均接地。根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，MOS晶體管82ja到82jd具有不同的驅(qū)動(dòng)能力(例如，對(duì)于給定共用溝道長(zhǎng)度具有不同的溝道寬度)，其中此不同的驅(qū)動(dòng)優(yōu)選為經(jīng)二進(jìn)制加權(quán)。在此實(shí)例中，最大的MOS晶體管82jd的驅(qū)動(dòng)能力是兩個(gè)最小MOS晶體管82ja、82jb中的一者的驅(qū)動(dòng)能力的四倍。MOS晶體管82jc的驅(qū)動(dòng)能力是最小MOS晶體管82ja(或82jb)的驅(qū)動(dòng)能力的兩倍。
MOS晶體管82ja到82jd中的每一者的柵極由與門86a到86d中的對(duì)應(yīng)一者的輸出來驅(qū)動(dòng)。每一與門86a到86d均接收輸入位FIR_BIT以在一個(gè)輸入處控制區(qū)塊80j。在控制區(qū)塊800的情況下，輸入位FIR_BIT對(duì)應(yīng)于來自帶通∑-Δ調(diào)制器40的輸入位BITj；在控制區(qū)塊801到80n的情況下，視情況而定，輸入位FIR_BIT對(duì)應(yīng)于相關(guān)聯(lián)延遲級(jí)841到84n的輸出。在此實(shí)例中，與門86a到86d中的每一者的另一輸入接收增益控制字G的一個(gè)位。在此實(shí)例中，其中與門86d驅(qū)動(dòng)最大的MOS晶體管82jd，與門86d接收最高有效增益控制位G<4>。與門86c接收次最高有效增益控制位G<3>，且與門86a、86b分別接收最低有效增益控制位G<1>、G<2>(其具有相等權(quán)數(shù))。以此方式，增益控制字G確定啟用MOS晶體管82ja到82jd中的哪一者，因?yàn)樵鲆婵刂谱諫的位中的任一者上的“0”等級(jí)將禁用MOS晶體管82ja到82jd中的其一相關(guān)聯(lián)者。
根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例，由增益控制區(qū)塊80j施加的增益值對(duì)應(yīng)于MOS晶體管82ja到82jd為輸入位FIR_BIT的“1”等級(jí)提供的驅(qū)動(dòng)量。如果啟用MOS晶體管82ja或82jb中的任一者，就產(chǎn)生最小增益(0dB)。如果啟用MOS晶體管82jc，那么晶體管82ja(或82jb)的驅(qū)動(dòng)的兩倍可用，從而提供+6dB的增益。如果啟用MOS晶體管82jd，那么晶體管82j的驅(qū)動(dòng)的四倍可用，從而提供+12dB的增益，等等。當(dāng)然，零增益狀態(tài)(MOS晶體管82ja到82jd均未啟用)是不允許的。在此實(shí)例中，與控制字G的可用值相關(guān)聯(lián)的輸出增益是

當(dāng)然，增益控制字G的位的其它組合可用于達(dá)到各種增益等級(jí)。舉例來說，增益控制字0111將啟用MOS晶體管82ja到82jc，從而提供單個(gè)MOS晶體管82ja的增益的四倍，且因此提供+12dB的增益。
結(jié)合本發(fā)明相已經(jīng)觀察到，即使增益控制區(qū)塊80中的各個(gè)晶體管之間以及MOS晶體管82與DEMOS晶體管78之間出現(xiàn)微小的失配也可提供實(shí)質(zhì)增益誤差。相信在低增益等級(jí)(例如0dB增益)下，這種情況是尤其真實(shí)的。因此，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，控制器41優(yōu)選地在增益控制字的等效值之間高頻振動(dòng)或旋轉(zhuǎn)，使得設(shè)備失配的效應(yīng)最小化。舉例來說，在0dB增益狀態(tài)下，增益控制字G的值優(yōu)選(例如)以Fs/2的速率在0001與0010之間交替，以減少設(shè)備失配的效應(yīng)。類似的高頻振動(dòng)或旋轉(zhuǎn)還可施加在其它增益控制字等效值(例如1000和0111)之間。通過使用此技術(shù)，大大減少了數(shù)字發(fā)射器20對(duì)設(shè)備失配的敏感性。舉例來說，對(duì)于多達(dá)6％的設(shè)備失配，可達(dá)到0.25dB的最大增益誤差。
返回參看圖8和9，子陣列43A到43C中的每一者的輸出以此方式組合以便以是發(fā)射速率Ftx四倍的取樣速率Fs在線RF OUT上產(chǎn)生輸出信號(hào)。如圖2所示，線RF OUT上的此輸出接著準(zhǔn)備施加到SAW濾波器22，用于最終施加到功率放大器24以通過天線A發(fā)射。
如從前面的描述內(nèi)容中明顯可見，根據(jù)本發(fā)明的此實(shí)施例，提供實(shí)質(zhì)優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明允許數(shù)字發(fā)射器20的全數(shù)字式實(shí)現(xiàn)，包括MOS電源開關(guān)的集成。這消除了模擬電路的大部分，且實(shí)際上消除了先前需要被建構(gòu)為雙極或BiCMOS設(shè)備的電路的大部分。這使得RF數(shù)字發(fā)射器能夠以CMOS技術(shù)來建構(gòu)，且能夠與數(shù)字基帶電路的按比例縮放一起按比例縮放?，F(xiàn)代通信設(shè)備(例如無線電話手機(jī))中所涉及的電路中的大多數(shù)現(xiàn)將能夠利用CMOS制造技術(shù)中的持續(xù)進(jìn)步。
另外，根據(jù)本發(fā)明的此第一優(yōu)選實(shí)施例，發(fā)射器的頻率特性可以數(shù)字方式設(shè)計(jì)以進(jìn)一步最小化接收頻帶中以及系統(tǒng)可能需要使用的其它頻帶中所產(chǎn)生的噪聲。舉例來說，通過模擬已經(jīng)觀察到，根據(jù)本發(fā)明的此第一優(yōu)選實(shí)施例，此發(fā)射器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)已將接收頻帶中的噪聲減少到與-190 dBc/Hz一樣低，其大大低于接收頻帶噪聲的當(dāng)前目標(biāo)。另外，此數(shù)字發(fā)射器的帶通操作的數(shù)字實(shí)現(xiàn)允許調(diào)整帶通特性中的凹口，從而提供發(fā)射器操作的巨大靈活性。
另外，以不需要校準(zhǔn)常規(guī)發(fā)射器系統(tǒng)中所需的模擬AGC功能件的方式，在根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例的數(shù)字發(fā)射器中建構(gòu)增益控制。這大大改進(jìn)了發(fā)射器系統(tǒng)的制造和實(shí)施效率，并改進(jìn)了發(fā)射器系統(tǒng)的增益精度。
現(xiàn)參看圖11，現(xiàn)將描述根據(jù)本發(fā)明第二優(yōu)選實(shí)施例的數(shù)字發(fā)射器的數(shù)字上變頻器電路。此數(shù)字上變頻器電路允許在所謂“高頻帶”應(yīng)用中使用本發(fā)明的數(shù)字發(fā)射器結(jié)構(gòu)，所述高頻帶例如為數(shù)字PCS頻帶、WCDMA頻帶和EDGE高頻帶，其中發(fā)射頻率Ftx約為1.8GHz或更高。如果根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的電路用于這種高頻帶實(shí)施，那么恐怕功率耗散可能會(huì)過量，也許會(huì)超過目前CMOS技術(shù)的能力。
根據(jù)本發(fā)明的此第二優(yōu)選實(shí)施例，通過使用稍高取樣頻率Fs＝(8/3)Ftx且通過合并數(shù)字上變頻的兩個(gè)級(jí)來達(dá)到此高頻帶操作。如圖11所示，蜂窩式信號(hào)處理功能件35被像先前那樣提供，且由此包括串行到并行轉(zhuǎn)換、數(shù)字脈沖整形濾波器的應(yīng)用、數(shù)字增益的施加、額外濾波(CIC、FIR等)和取樣速率轉(zhuǎn)換。在此實(shí)例中，由蜂窩式信號(hào)處理功能件35施加的取樣速率轉(zhuǎn)換以Fs/8或Ftx/3的取樣速率將引入的數(shù)字基帶信號(hào)DBB轉(zhuǎn)換成并行的同相和正交相分量。
根據(jù)本發(fā)明的此第二優(yōu)選實(shí)施例，由混頻器90I、90Q分別以數(shù)字方式對(duì)同相和正交相分量中的每一者進(jìn)行上變頻?；祛l器90I以是引入頻率Fs/8的四倍的頻率Fs/2施加余弦波形(即，數(shù)字值1、0、-1、0)。類似地，混頻器90Q對(duì)正交相分量施加正弦波形(即，數(shù)字值0、1、0、-1)。如上文相對(duì)于本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例所描述，視情況而定，混頻器的輸入處的每一樣本均因此接收混合余弦或正弦波的一完整周期。在加法器92處將所得正交分量相加，獲得處于頻率Fs/2的一系列樣本。
上變頻器功能件94(例如)通過簡(jiǎn)單地重復(fù)每一樣本值來對(duì)加法器92的輸出進(jìn)行上變頻。接著將經(jīng)上變頻的輸出施加到混頻器96，混頻器96對(duì)同樣處于頻率Fs/2的另一正弦波(在此情況下為正弦波形；0、1、0、-1)進(jìn)行混頻。來自混頻器96的所得輸出因此處于取樣頻率Fs，并施加到數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器40以供同樣以此取樣頻率Fs＝(8/3)Ftx來調(diào)制。如上文所述，F(xiàn)IR濾波器功能件42也以此頻率操作。就呈現(xiàn)差頻分量(即，產(chǎn)生于混頻器90、96處)來說，將通過帶通∑-Δ調(diào)制器40的操作來去除這些差頻分量。
當(dāng)然，根據(jù)本發(fā)明的此優(yōu)選實(shí)施例的帶通∑-Δ調(diào)制器40所利用的噪聲傳遞函數(shù)NTF將不同于上文對(duì)于較低頻帶情況而描述的噪聲傳遞函數(shù)NTF。另外，預(yù)期還將根據(jù)先前所述來修改由FIR功能件42施加的濾波傳遞函數(shù)H(z)。然而，預(yù)期參考此描述內(nèi)容的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將容易能夠推導(dǎo)適當(dāng)?shù)膫鬟f函數(shù)。
因此，根據(jù)本發(fā)明的此第二優(yōu)選實(shí)施例，甚至高頻帶數(shù)字蜂窩式發(fā)射也能由以仍然合理的頻率(大約5GHz的Fs)操作的數(shù)字發(fā)射器來處理。因此，甚至對(duì)于高頻帶操作，且通過可容易由目前CMOS技術(shù)來實(shí)現(xiàn)且因此可利用此技術(shù)的可按比例縮放性的電路，也能獲得本發(fā)明的益處。
圖12說明同樣針對(duì)高頻帶(WCDMA、PCS等等)通信的數(shù)字發(fā)射的本發(fā)明的第三優(yōu)選實(shí)施例。圖12中使用相同的參考數(shù)字來指代與圖11中的本發(fā)明實(shí)施例中所呈現(xiàn)的元件相同的元件。圖12的方法不同于根據(jù)本發(fā)明第二優(yōu)選實(shí)施例的圖11的方法，因?yàn)椤?Δ調(diào)制是以較低頻率執(zhí)行。
根據(jù)本發(fā)明的此第三優(yōu)選實(shí)施例，以來自加法器92的組合輸出上的較低頻率(即，F(xiàn)s/2)來操作帶通∑-Δ調(diào)制器40′。除了可能將根據(jù)上文所述來修改噪聲傳遞函數(shù)(NTF)之外，帶通∑-Δ調(diào)制器40′的操作與上文所述相同。接著帶通∑-Δ調(diào)制器40′的輸出由上變頻器功能件94進(jìn)行上變頻，且接著施加到混頻器96以使信號(hào)升高到頻率Fs。在此時(shí)，以頻率Fs操作的FIR功能件42接著施加適當(dāng)?shù)腇IR傳遞函數(shù)并以上文所述的方式來驅(qū)動(dòng)MOS開關(guān)44。
因此，本發(fā)明的這些第二和第三優(yōu)選實(shí)施例說明對(duì)于高頻帶發(fā)射操作來說，以使電路能夠進(jìn)行CMOS實(shí)施的方式，同樣可獲得本發(fā)明的重要益處，尤其是在允許RF發(fā)射器的全數(shù)字式實(shí)施方面。此外，如上文所述，根據(jù)本發(fā)明所有這些實(shí)施例的數(shù)字式實(shí)施預(yù)期會(huì)獲得極好的噪聲頻帶性能，其允許減少例如SAW濾波器的昂貴組件，且還減少對(duì)接收頻帶電路和用于其它服務(wù)的電路的限制。
因此，根據(jù)本發(fā)明，預(yù)期以此方式有利地實(shí)現(xiàn)數(shù)字發(fā)射器的能力將以較低成本和改進(jìn)的性能與保真度在例如無線電話手機(jī)的系統(tǒng)中獲得改進(jìn)的功能性。參考本說明書的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將明了本發(fā)明的這些和其它優(yōu)點(diǎn)。
雖然已根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明，但當(dāng)然預(yù)期參考本說明書及其附圖的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將明了對(duì)這些實(shí)施例的修改和替代，這些修改和替代獲得本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)和益處。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字發(fā)射器電路，其包含信號(hào)處理電路，其用于處理一數(shù)字基帶輸入信號(hào)；一第一數(shù)字上變頻器功能件，其用于將所述經(jīng)處理的數(shù)字基帶輸入信號(hào)上變頻為一中間頻率；一數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器，其用于以一至少與所述中間頻率一樣高的取樣頻率來調(diào)制所述經(jīng)上變頻的信號(hào)；一數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波器，其用于對(duì)所述經(jīng)調(diào)制的上變頻信號(hào)進(jìn)行濾波；和一電源開關(guān)設(shè)備陣列，其用于響應(yīng)于經(jīng)濾波調(diào)制的上變頻信號(hào)而產(chǎn)生一RF信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中所述第一數(shù)字上變頻器功能件對(duì)所述經(jīng)處理的數(shù)字基帶輸入信號(hào)的一同相分量進(jìn)行上變頻；且所述電路進(jìn)一步包含一第二數(shù)字上變頻器功能件，其用于將所述經(jīng)處理的數(shù)字基帶輸入信號(hào)的一正交相分量上變頻為一中間取樣頻率；和一加法器，其用于組合經(jīng)上變頻的同相與正交相分量；且其中所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器對(duì)一對(duì)應(yīng)于所述經(jīng)組合的上變頻的同相與正交相分量的信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，其中所述中間取樣頻率等于所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中所述數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波器以所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率對(duì)所述經(jīng)調(diào)制的上變頻的信號(hào)進(jìn)行濾波。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，其中所述中間取樣頻率小于所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率；且所述電路進(jìn)一步包含一上變頻器功能件，其用于對(duì)所述經(jīng)組合的上變頻同相與正交相分量進(jìn)行上變頻；和一混頻器，其具有一耦合到所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的輸出，所述混頻器用于對(duì)所述上變頻器功能件的輸出與一正弦波進(jìn)行混頻從而以所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率來產(chǎn)生一信號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電路，其中所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器具有一耦合到所述加法器的輸出的輸入；且所述電路進(jìn)一步包含一上變頻器功能件，其用于對(duì)來自所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述經(jīng)調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行上變頻；和一混頻器，其具有一耦合到所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的輸出，所述混頻器用于對(duì)所述上變頻器功能件的所述輸出與一正弦波進(jìn)行混頻從而以一比所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率高的頻率來產(chǎn)生一信號(hào)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中所述第一數(shù)字上變頻器功能件包含一多路復(fù)用器，所述多路復(fù)用器具有一接收所述經(jīng)處理的數(shù)字基帶輸入信號(hào)的第一輸入；具有一接收所述經(jīng)處理的數(shù)字基帶輸入信號(hào)的一邏輯補(bǔ)數(shù)的第二輸入；具有一接收一“0”數(shù)字值的第三輸入；且具有一用于以所述中間頻率來接收一選擇信號(hào)序列的控制輸入，所述選擇信號(hào)序列控制所述多路復(fù)用器以根據(jù)一正弦圖案在所述多路復(fù)用器的輸入之間進(jìn)行選擇。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器包含一第一加法器，其用于產(chǎn)生一數(shù)字輸入值與一反饋值之間的一差值；一量化器，其用于量化來自所述第一加法器的所述差值；一第二加法器，其用于將所述經(jīng)量化的差值添加到所述數(shù)字輸入值并產(chǎn)生一經(jīng)調(diào)制的輸出；一反饋加法器，其用于產(chǎn)生所述差值與所述經(jīng)量化的差值之間的一反饋差；和一數(shù)字濾波器功能件，其用于對(duì)所述反饋差值施加一噪聲傳遞函數(shù)以產(chǎn)生所述反饋值。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的電路，其中所述數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器的所述取樣頻率對(duì)應(yīng)于所述數(shù)字發(fā)射器電路的一發(fā)射頻率的一倍數(shù)；且其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有一以一對(duì)應(yīng)于所述發(fā)射頻率的頻率為中心的選定帶通特性，且具有至少一個(gè)對(duì)應(yīng)于一所需抑制頻率的凹口。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電路，其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有與所述中心頻率對(duì)稱地間隔開的第一和第二凹口。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的電路，其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有與所述中心頻率不對(duì)稱地間隔開的第一和第二凹口。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中將所述數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波器與電源開關(guān)設(shè)備陣列組合成復(fù)數(shù)個(gè)子陣列，所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均與所述經(jīng)調(diào)制的上變頻的信號(hào)的一個(gè)位相關(guān)聯(lián)。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均包含一延遲級(jí)序列；復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管，其每一者均具有一在一第一側(cè)上連接到一輸出節(jié)點(diǎn)的源極-漏極路徑，且具有一被偏置到一偏壓的柵電極；和復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管，其每一者均與所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管中的一者相關(guān)聯(lián)，具有一連接在其相關(guān)聯(lián)功率晶體管的所述源極-漏極路徑的一第二側(cè)與一參考電壓之間的源極-漏極路徑，且具有一耦合到所述延遲級(jí)序列中的一選定延遲級(jí)的一輸出的柵電極。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均進(jìn)一步包含復(fù)數(shù)個(gè)增益控制區(qū)塊，所述復(fù)數(shù)個(gè)增益控制區(qū)塊中的每一者均耦合在所述延遲級(jí)序列中的一選定延遲級(jí)的所述輸出與所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管中的一相關(guān)聯(lián)開關(guān)晶體管的一柵電極之間。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管配置成群組，每一群組均與所述延遲級(jí)序列的所述選定延遲級(jí)中的一者相關(guān)聯(lián)；其中所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成群組，每一群組均與所述延遲級(jí)序列的所述選定延遲級(jí)中的一者相關(guān)聯(lián)，且一群組中的所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管中的每一者均與其相關(guān)聯(lián)群組中的所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管中的一者相關(guān)聯(lián)。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的電路，其中所述增益控制區(qū)塊中的每一者均與由所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管配置成的所述群組中的一個(gè)群組和其由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的相關(guān)聯(lián)群組相關(guān)聯(lián)；且其中每一增益控制區(qū)塊均包含復(fù)數(shù)個(gè)邏輯功能件，所述復(fù)數(shù)個(gè)邏輯功能件中的每一者均用于對(duì)一增益控制字的一位與所述延遲級(jí)序列中的所述選定延遲級(jí)的所述輸出處所呈現(xiàn)的一邏輯狀態(tài)進(jìn)行組合，且具有一耦合到由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的所述群組中的一個(gè)開關(guān)晶體管的柵極的輸出。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組均包含具有不同驅(qū)動(dòng)的開關(guān)晶體管；其中所述群組中的所述開關(guān)晶體管中的具有一最高驅(qū)動(dòng)的一者與所述增益控制字的一最高有效位相關(guān)聯(lián)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組內(nèi)的多個(gè)組合均提供等效驅(qū)動(dòng)；且所述電路進(jìn)一步包含一控制器，所述控制器用于在所述多個(gè)組合之間施加所述增益控制字的交替值。
19.根據(jù)權(quán)利要求17所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組內(nèi)的所述開關(guān)晶體管中的第一和第二開關(guān)晶體管對(duì)應(yīng)于最小驅(qū)動(dòng)；且所述電路進(jìn)一步包含一控制器，所述控制器用于施加所述增益控制字的交替值，以在所述開關(guān)晶體管的所述第一與第二開關(guān)晶體管之間進(jìn)行選擇。
20.一種以一取樣頻率操作的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器，其包含一第一加法器，其用于產(chǎn)生一以所述取樣頻率呈現(xiàn)的數(shù)字輸入值與一反饋值之間的一差值；一量化器，其用于量化來自所述第一加法器的所述差值；一第二加法器，其用于將所述經(jīng)量化的差值添加到所述數(shù)字輸入值并產(chǎn)生一經(jīng)調(diào)制的輸出；一反饋加法器，其用于產(chǎn)生所述差值與所述經(jīng)量化的差值之間的一反饋差；和一數(shù)字濾波器功能件，其用于對(duì)所述反饋差值施加一噪聲傳遞函數(shù)，以產(chǎn)生所述反饋值。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器，其中所述取樣頻率對(duì)應(yīng)于一發(fā)射頻率的一倍數(shù)；且其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有一以一對(duì)應(yīng)于所述發(fā)射頻率的頻率為中心的選定帶通特性，且具有對(duì)應(yīng)于一所需抑制頻率的至少一個(gè)凹口。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器，其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有與所述中心頻率對(duì)稱地間隔開的第一和第二凹口。
23.根據(jù)權(quán)利要求21所述的數(shù)字帶通∑-Δ調(diào)制器，其中所述噪聲傳遞函數(shù)具有與所述中心頻率不對(duì)稱地間隔開的第一和第二凹口。
24.一種用于施加一數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波且用于響應(yīng)于一多位輸入信號(hào)而產(chǎn)生一輸出信號(hào)的電路，所述電路包含復(fù)數(shù)個(gè)子陣列，所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均與所述輸入信號(hào)的一個(gè)位相關(guān)聯(lián)，所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均包含一延遲級(jí)序列；復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管，其每一者均具有一在一第一側(cè)上連接到一輸出節(jié)點(diǎn)的源極-漏極路徑，且具有一被偏置到一偏壓的柵電極；和復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管，其每一者均與所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管中的一者相關(guān)聯(lián)，具有一連接在其相關(guān)聯(lián)功率晶體管的所述源極-漏極路徑的一第二側(cè)與一參考電壓之間的源極-漏極路徑，且具有一耦合到所述延遲級(jí)序列中的一選定延遲級(jí)的一輸出的柵電極。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)子陣列中的每一者均進(jìn)一步包含復(fù)數(shù)個(gè)增益控制區(qū)塊，所述復(fù)數(shù)個(gè)增益控制區(qū)塊中的每一者均耦合在所述延遲級(jí)序列中的一選定延遲級(jí)的所述輸出與所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管中的一相關(guān)聯(lián)開關(guān)晶體管的一柵電極之間。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管配置成群組，每一群組均與所述延遲級(jí)序列的所述選定延遲級(jí)中的一者相關(guān)聯(lián)；其中所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成群組，每一群組均與所述延遲級(jí)序列的所述選定延遲級(jí)中的一者相關(guān)聯(lián)，且一群組中的所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管中的每一者均與其相關(guān)聯(lián)群組中的所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管中的一者相關(guān)聯(lián)。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的電路，其中所述增益控制區(qū)塊中的每一者均與由所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管配置成的所述群組中的一個(gè)群組和其由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的相關(guān)聯(lián)群組相關(guān)聯(lián)；且其中每一增益控制區(qū)塊均包含復(fù)數(shù)個(gè)邏輯功能件，所述復(fù)數(shù)個(gè)邏輯功能件中的每一者均用于對(duì)一增益控制字的一位與所述延遲級(jí)序列中的所述選定延遲級(jí)的所述輸出處呈現(xiàn)的一邏輯狀態(tài)進(jìn)行組合，且具有一耦合到由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的所述群組中的一個(gè)開關(guān)晶體管的柵極的輸出。
28.根據(jù)權(quán)利要求29所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組均包含具有不同驅(qū)動(dòng)的開關(guān)晶體管；其中所述群組中的所述開關(guān)晶體管中的具有一最高驅(qū)動(dòng)的一者與所述增益控制字的一最高有效位相關(guān)聯(lián)。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組內(nèi)的多個(gè)組合提供等效驅(qū)動(dòng)；且所述電路進(jìn)一步包含一控制器，所述控制器用于在所述多個(gè)組合之間施加所述增益控制字的交替值。
30.根據(jù)權(quán)利要求28所述的電路，其中每一由所述復(fù)數(shù)個(gè)開關(guān)晶體管配置成的群組內(nèi)的所述開關(guān)晶體管的第一和第二開關(guān)晶體管對(duì)應(yīng)于最小驅(qū)動(dòng)；且所述電路進(jìn)一步包含一控制器，所述控制器用于施加所述增益控制字的交替值，以在所述開關(guān)晶體管的所述第一與第二開關(guān)晶體管之間進(jìn)行選擇。
31.根據(jù)權(quán)利要求24所述的電路，其中所述復(fù)數(shù)個(gè)功率晶體管中的每一者均包含一漏極擴(kuò)展MOS晶體管。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種數(shù)字發(fā)射器(20)，其可有利地用于高頻收發(fā)器，例如無線電話手機(jī)。發(fā)射器(20)包括數(shù)字上變頻器功能件(36I、36Q)，所述數(shù)字上變頻器功能件(36I、36Q)與數(shù)字帶通∑－△調(diào)制器(40)組合操作以便以一取樣頻率產(chǎn)生經(jīng)調(diào)制的數(shù)字信號(hào)，所述取樣頻率為發(fā)射頻率的倍數(shù)。所述數(shù)字帶通∑－△調(diào)制器(40)在一反饋濾波器中施加一噪聲傳遞函數(shù)，其中通帶的中心對(duì)應(yīng)于所述發(fā)射頻率，且其中可對(duì)稱地或不對(duì)稱地選擇特性中的凹口以對(duì)應(yīng)于諸如接收頻帶頻率等特定頻率，在所述特定頻率中發(fā)射噪聲將被最小化。本發(fā)明還揭示一種組合的FIR數(shù)字濾波器(42)與MOS電源開關(guān)陣列(44)，其中漏極擴(kuò)展MOS功率晶體管和開關(guān)晶體管的陰地柵地級(jí)聯(lián)配置提供施加有粗略增益控制的輸出RF信號(hào)。
文檔編號(hào)H04L27/12GK1957575SQ200580016693
公開日2007年5月2日 申請(qǐng)日期2005年5月23日 優(yōu)先權(quán)日2004年5月28日
發(fā)明者阿卜杜勒拉蒂夫·貝勒瓦爾, 保羅－艾默里克·方丹 申請(qǐng)人:德州儀器公司