專利名稱：：適應性校正正交失衡的裝置與方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種用于校正正交失衡的裝置與方法，尤指一種適應性校正正交失衡的裝置與方法。
背景技術(shù)：
：目前的直接轉(zhuǎn)頻(directconversion)接收機(receiver)由于具由較低的功率消耗與較佳的整合度，因此，現(xiàn)今手持式(potable)的無線通信系統(tǒng)大多采取此種架構(gòu)來達到省電與縮小體積的目的。但是，此種架構(gòu)必須要克服正交失衡(I/Qimbalance)所造成的影響，如圖1所示，對于接收信號Rx的同相信號I(in-phasesignal)與正相信號Q(quadraturesignal)，正交失衡包含相位失衡(phaseimbalance，θ)與振幅失衡(amplitudeimbalance，ε)兩種現(xiàn)象。由于此種失衡的現(xiàn)象，使得正交失衡后的同相信號I’與正相信號Q’的相位差無法維持90度的正交特性，同時，信號的振幅也無法維持一致。前述正交失衡會降低系統(tǒng)傳輸?shù)男б?，尤其在高速率傳輸時經(jīng)常采用16QAM、64QAM等調(diào)變方式，其對正交失衡的敏感度更高，圖2及圖3分別顯示OFDM系統(tǒng)16QAM在相位失衡以及振幅失衡影響下，解調(diào)后的星座圖(constellation)。由圖2及圖3可知，在OFDM系統(tǒng)中，正交失衡除了造成星座圖旋轉(zhuǎn)與變形之外，還會有載波差拍干擾(Inter-carrierinterference)的現(xiàn)象發(fā)生。例如，在歐規(guī)數(shù)字電視(DVB-T/DVB-H)規(guī)格中，相位失衡大于5度、振幅失衡大于1dB，就會使的整個系統(tǒng)的錯誤率(BitErrorRate)超過標準。除此之外，正交失衡更會因溫度、時間、以及所選擇的頻帶不同而有所改變；所以，傳統(tǒng)利用校準信號的方法來校正正交失衡的方法會因為正交失衡有所變化而失效。在已知用以解決正交失衡的專利文獻中，授予K.Kafada的美國專利No.5,321,726“Calibrationofvectordemodulatorusingstatisticalanalysis“及授予T.K.Lisle的美國專利No.5,369,411“Imbalancecorrectionofin-phaseandquadraturephasereturnsignals”是利用一組校準信號(calibrationsignal)來估計出失衡的數(shù)值，再加以修正，因此，當正交失衡隨著溫度、時間、以及所選的頻帶改變而有所變化時，前述方法就無法及時修正。授予J.C.Conrad的美國專利No.5,105,195“Systemandmethodforcompensationofin-phaseandquadraturephaseandgainimbalance”則是利用FFT將信號轉(zhuǎn)換到頻域(frequencydomain)去做正交失衡的修正，然其只適用于OFDM系統(tǒng)，倘使要用的非OFDM的系統(tǒng)，則需要額外的FFT電路。而授予J.L.Koslov的美國專利No.6,044,112“Methodandapparatusforcorrectingamplitudeandphaseimbalancesindemodulators”所采用校正正交失衡的方法雖然可以隨著時間適時修正，但其僅能在單載波(singlecarrier)的通信系統(tǒng)中使用。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的主要目的在于提供一種適應性校正正交失衡的裝置與方法，以便能隨著正交失衡因溫度、時間以及頻帶不同而造成的變化，適時地修正校正的參數(shù)值，以有效克服正交失衡。依據(jù)本發(fā)明的一方面，所提出的適應性校正正交失衡的裝置用于接收機中，以將所接收的正交失衡后的信號進行修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該裝置包括同相信號干擾預測裝置，用以計算出正交失衡后的同相信號對正交失衡后的正相信號所造成的干擾量；加總裝置，用以將正交失衡后的正相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正正相信號；正相信號增益適應裝置，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；第一乘算裝置，用以將正交失衡后的同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號；以及第二乘算裝置，用以將該修正正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號。依據(jù)本發(fā)明的另一方面，所提出的適應性校正正交失衡的方法用于接收機中，以將所接收的正交失衡后的信號進行修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該方法包括同相信號干擾預測步驟，用以計算出正交失衡后的同相信號對正交失衡后的正相信號所造成的干擾量；加總步驟，用以將正交失衡后的正相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正正相信號；正相信號增益適應步驟，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；以及，乘算步驟，用以將正交失衡后的同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號；以及將該修正正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號。依據(jù)本發(fā)明的又一方面，所提出的適應性校正正交失衡的裝置用于接收機中，以將所接收的正交失衡后的信號修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該裝置包括正相信號干擾預測裝置，用以計算出正交失衡后的正相信號對正交失衡后的同相信號所造成的干擾量；加總裝置，用以將正交失衡后的同相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正同相信號；同相信號增益適應裝置，用以比較輸出的正相信號的功率、輸出的同相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；第一乘算裝置，用以將正交失衡后的正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號；以及第二乘算裝置，用以將該修正同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號。依據(jù)本發(fā)明的再一方面，所提出的適應性校正正交失衡的方法用于接收機中，以將所接收的正交失衡后的信號進行修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該方法包括正相信號干擾預測步驟，用以計算出正交失衡后的正相信號對正交失衡后的同相信號所造成的干擾量；加總步驟，用以將正交失衡后的同相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正同相信號；同相信號增益適應步驟，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；以及乘算步驟，用以將正交失衡后的正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號；以及將該修正同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號。圖1說明了接收機所接收的信號的正交失衡；圖2為OFDM系統(tǒng)16QAM在相位失衡影響下的接收信號解調(diào)后的星座圖；圖3為OFDM系統(tǒng)16QAM在振幅失衡影響下的接收信號解調(diào)后的星座圖；圖4顯示了以本發(fā)明第一實施例的適應性校正正交失衡的裝置來將正交失衡后的信號予以校正而消除正交失衡；圖5是本發(fā)明第一實施例的適應性校正正交失衡的裝置的示意圖；圖6顯示了以本發(fā)明第二實施例的適應性校正正交失衡的裝置來將正交失衡后的信號予以校正而消除正交失衡；圖7是本發(fā)明第二實施例的適應性校正正交失衡的裝置的示意圖；圖8顯示了以本發(fā)明的適應性校正正交失衡的裝置在64QAM調(diào)變方式且相位失衡與振幅失衡分別為30度與50dB的情況下，進行適應性校正后，而將失衡的現(xiàn)象校正回來。主要元件符號說明適應性校正正交失衡的裝置10、70同相信號干擾預測裝置11加總裝置12、72正相信號增益適應裝置13乘算裝置14、15、74、75正相信號干擾預測裝置71同相信號增益適應裝置具體實施方式圖4顯示本發(fā)明的適應性校正正交失衡的裝置10的實施例，用以將正交失衡后的信號予以校正來消除正交失衡，如圖所示，以I、Q代表接收的同相信號與正相信號，以I’、Q’分別代表正交失衡后的同相信號與正相信號，則接收信號Rx以數(shù)學式表示為Rx＝I+jQ等式(1)正交失衡后的信號以數(shù)學式表示為Rx’＝I’+jQ’等式(2)假設接收的同相信號與正交失衡后的同相信號相同，則正交失衡后的信號進一步表示為I′＝I，等式(3)Q′＝(1+ε)[cos(θ)Q-sin(θ)I]等式(4)根據(jù)等式(4)，可知由「-sin(θ)I」這一個分項而導致I’與Q’失去了正交的特性而造成相位失衡、以及由分項(1+ε)cos(θ)而導致振幅失衡。因此，如能將分項「-sin(θ)I」消除，則可得Q’＝(1+ε)[cos(θ)Q]，由于I與Q的相位差為90度，因此，I’與Q’的正交特性即可被修正回來，再以I’的振幅或參考值為標的(Target)，利用自動增益控制(AutoGainControl)的方式，將振幅失衡予以修正。對應于前述相位失衡及振幅失衡，參照圖5所示，本發(fā)明的適應性校正正交失衡的裝置10是以同相信號干擾預測裝置11及加總裝置12來進行多次修正以校正相位失衡，以及以正相信號增益適應裝置13及二個乘算裝置l4及15來進行多次修正以校正振幅失衡。依據(jù)前述分析得知I’與Q’失去正交的特性是由于「-sin(θ)I」這一個分項所造成，即，Q’的相位失衡可視為I’對Q’所造成的干擾(Interference)所引起。所以，本發(fā)明以同相信號干擾預測裝置11來算出I’對Q’所造成的干擾量ωI’，其中ω為代表I’對Q’所造成干擾的分量的同相干擾權(quán)重值，再以加總裝置12來將Q’減去此干擾量ωI’而獲得沒有相位失衡的修正正相信號Qe=Q’-ωI’。又由于I’與Q’的振幅失衡是由于分項「(1+ε)cos(θ)」所造成，因此，只要能將最后輸出的同相信號與正相信號調(diào)整成相同的功率(power)即可消除此振幅失衡的影響。所以，本發(fā)明以正相信號增益適應裝置13來比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值(target)間的差異，以決定同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ。其中ηI是用以將的功率修正成與目標值一致；ηQ是用以將的功率修正成與的功率一致，或是用以將的功率修正成與目標值一致。再以乘算裝置14將I’乘上此同相縮放倍率ηI而得到輸出的同相信號，并以乘算裝置15將Qe乘上此正相縮放倍率ηQ而得到輸出的正相信號，據(jù)此而獲得沒有振幅失衡的輸出同相信號、及正相信號前述的相位失衡及振幅失衡的修正被適應性地逐次進行，為方便記載，以下的說明以k表示修正次數(shù)，以I’k、Q’k分別代表第k次修正的正交失衡后的同相信號與正相信號，以及分別代表第k次修正的輸出的同相信號與正相信號，ωk代表第k次修正的同相干擾權(quán)重值，Qe，k代表第k次修正的修正正相信號，ηI，k及ηQ，k分別代表第k次修正的同相縮放倍率及正相縮放倍率。以此適應性的修正方式(如等式(5)所示)，隨著修正的次數(shù)(k)增加，ωk會越接近最佳(optimal)的值。此時，相位失衡的部份就會消除，而得到將信號Q’相位失衡消除的修正信號Qe。Qk′-ωkIk′＝Qe，k等式(5)前述同相干擾權(quán)重值ωk采用牛頓算法(Newton’smethod)來決定(如等式(6)所示)。由于，牛頓算法需要估算信號的自相關(guān)值(autocorrelation)(等式(7)～(8))，因此，利用遞歸(iterative)的方式(等式(9)～(10))來減少估算自相關(guān)值所需要較大的內(nèi)存ωk+1＝ωk+2μRk-1Qe，kIk′，μ為常數(shù)等式(6)Rk＝E[Ik′Ik′]等式(7)R^k=1(k+1)Σ1=0kIl′Il′]]>等式(8)Sk=Σl=0kvk-1Ik′Ik′=vSk-1+Ik′Ik′,0<v<1]]>等式(9)Rk^=1-v1-vk+1Sk]]>等式(10)將等式(10)帶入等式(6)，可以得到下列結(jié)果ωk+1=ωk+2μ(1-vk+1)1-vSk-1Qe,kIk′]]>等式(11)當以ηI將的功率修正成與目標值一致、以ηQ將的功率修正成與的功率一致來實現(xiàn)前述正相信號增益適應裝置13時，ηI，k及ηQ，k依下述方式求出ϵQ,k={PD(Ik^)-PD(Qk^)},]]>等式(13)ϵI,k=target-PD(Ik^)]]>等式(14)ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k等式(15)ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k等式(16)其中，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，εQ，k為的功率與的功率的差異，εI，k為的功率與目標值的差異。據(jù)此，求得的同相縮放倍率ηI可將的功率修正成與目標值一致，而求得的正相縮放倍率ηQ可將的功率修正成與的功率一致。當以ηI將的功率修正成與目標值一致、以ηQ將的功率修正成與目標值一致來實現(xiàn)前述正相信號增益適應裝置13時，ηI，k及ηQ，k依下述方式求出ϵI,k=target-PD(Ik^)]]>等式(17)ϵQ,k=target-PD(Qk^)]]>等式(18)ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k等式(19)ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k等式(20)其中，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，εQ，k為的功率與目標值的差異，εI，k為的功率與目標值的差異。據(jù)此，求得的同相縮放倍率ηI可將的功率修正成與目標值一致，而求得的正相縮放倍率ηQ可將的功率修正成與目標值一致。圖6顯示本發(fā)明的適應性校正正交失衡的裝置70的另一實施例，其假設接收的正相信號與正交失衡后的正相信號相同，則正交失衡后的信號進一步表示為Q′＝Q，等式(21)I′＝(1+ε)[Icos(θ)+Qsin(θ)]等式(22)根據(jù)等式(22)，可知是由「Qsin(θ)」這一個分項而導致I’與Q’失去了正交的特性而造成相位失衡、以及由分項(1+ε)cos(θ)而導致振幅失衡。相同于前一實施例，本實施例也是將前述分項「Qsin(θ)」消除，以將I’與Q’的正交特性修正回來，再以Q’的振幅或參考值為標的(Target)，利用自動增益控制(AutoGainControl)的方式，將振幅失衡予以修正。參照圖7所示，本實施例的適應性校正正交失衡的裝置70以正相信號干擾預測裝置71及加總裝置72來進行多次修正以校正相位失衡，以及以同相信號增益適應裝置73及二個乘算裝置74及75來進行多次修正以校正振幅失衡。本實施例以正相信號干擾預測裝置71來算出Q’對I’所造成的干擾量ωQ’，其中ω為代表Q’對I’所造成干擾的分量的正相干擾權(quán)重值，再以加總裝置72來將I’減去此干擾量ωQ’而獲得沒有相位失衡的修正同相信號Ie=I’-ωQ’。且本實施例是以同相信號增益適應裝置73來比較輸出的正相信號的功率、輸出的同相信號的功率、與目標值(target)間的差異，以決定正相縮放倍率ηQ及同相縮放倍率ηI。再以乘算裝置74將Q’乘上此正相縮放倍率ηQ而得到輸出的正相信號，并以乘算裝置75將Ie乘上此同相縮放倍率ηI而得到輸出的同相信號，據(jù)此而獲得沒有振幅失衡的輸出正相信號、及同相信號前述的相位失衡及振幅失衡的修正被適應性地逐次進行，為方便記載，以k表示修正次數(shù)，以I’k、Q’k分別代表第k次修正的正交失衡后的同相信號與正相信號，以及分別代表第k次修正的輸出的同相信號與正相信號，ωk代表第k次修正的正相干擾權(quán)重值，Ie，k代表第k次修正的修正同相信號，ηI，k及ηQ，k分別代表第k次修正的同相縮放倍率及正相縮放倍率。則如同前一實施例的分析，該正相干擾權(quán)重值ω以下式求出其中，Sk=Σl=0kvk-1Q′kQ′k=vSk-1+Q′kQ′k,0<v<1]]>等式(24)當以ηI將的功率修正成與目標值一致、以ηQ將的功率修正成與的功率一致來實現(xiàn)前述正相信號增益適應裝置13時，ηI，k及ηQ，k依下述方式求出ϵI,k={PD(Qk^)-PD(Ik^)},]]>等式(25)ϵQ,k=target-PD(Qk^)]]>等式(26)ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k等式(27)ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k等式(28)其中，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，εI，k為的功率與的功率的差異，εQ，k為的功率與目標值的差異。據(jù)此，求得的同相縮放倍率ηI可將的功率修正成與目標值一致，而求得的正相縮放倍率ηQ可將的功率修正成與的功率一致。當以ηI將的功率修正成與目標值一致、以ηQ將的功率修正成與目標值一致來實現(xiàn)前述正相信號增益適應裝置13時，ηI，k及ηQ，k依下述方式求出ϵQ,k=target-PD(Qk^)]]>等式(29)ϵI,k=target-PD(Ik^)]]>等式(30)ηQ，k+1＝ηQk+λqεQ，k等式(31)ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k等式(32)其中，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，εI，k為的功率與目標值的差異，εQ，K為的功率與目標值的差異。據(jù)此，求得的正相縮放倍率ηQ可將的功率修正成與目標值一致，而求得的同相縮放倍率ηI可將的功率修正成與目標值一致。為驗證本發(fā)明的效果，圖8顯示在以64QAM調(diào)變方式且相位失衡與振幅失衡分別為30度與50dB的情況下(A)，以本發(fā)明進行適應性校正(μ＝0.1，λq＝λi＝10-3，target＝0.014)(B)后，即可將失衡的現(xiàn)象校正回來(C)。上述實施例僅是為了方便說明而舉例而已，本發(fā)明所主張的權(quán)利范圍自應以權(quán)利要求書所述為準，而非僅限于上述實施例。權(quán)利要求1.一種適應性校正正交失衡的裝置，用于接收機中以將所接收的正交失衡后的信號修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該裝置包括同相信號干擾預測裝置，用以計算出正交失衡后的同相信號對正交失衡后的正相信號所造成的干擾量；加總裝置，用以將正交失衡后的正相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正正相信號；正相信號增益適應裝置，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；第一乘算裝置，用以將正交失衡后的同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號；以及第二乘算裝置，用以將該修正正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號。2.如權(quán)利要求1所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相信號干擾預測裝置所計算出的干擾量為ωI’，當中I’為正交失衡后的同相信號，ω為同相干擾權(quán)重值。3.如權(quán)利要求2所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相干擾權(quán)重值ω以下式求出ωk+1≈ωk+2μ1-vSk-1Qe,kIk′,]]>當中，k表示修正次數(shù)，μ為常數(shù)，I’k代表第k次修正的正交失衡后的同相信號，Qe，k代表第k次修正的修正正相信號，Sk=Σl=0kvk-1Ik′Ik′=vSk-1+Ik′Ik′,0<v<1。]]>4.如權(quán)利要求2所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵQ,k={PD(I^k)-PD(Q^k)},]]>ϵI,k=target-PD(I^k),]]>ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k，ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k，當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εQ，k為的功率與的功率的差異，εI，k為的功率與該目標值的差異。5.如權(quán)利要求2所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵI,k=target-PD(I^k),]]>ϵQ,k=target-PD(Q^k),]]>ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k，ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k，當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εQ，k為的功率與該目標值的差異，εI，k為的功率與該目標值的差異。6.一種適應性校正正交失衡的方法，用于接收機中以將所接收的正交失衡后的信號進行修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該方法包括同相信號干擾預測步驟，用以計算出正交失衡后的同相信號對正交失衡后的正相信號所造成的干擾量；加總步驟，用以將正交失衡后的正相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正正相信號；正相信號增益適應步驟，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；以及乘算步驟，用以將正交失衡后的同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號；以及將該修正正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號。7.如權(quán)利要求6所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相信號干擾預測步驟所計算出的干擾量為ωI’，當中I’為正交失衡后的同相信號，ω為同相干擾權(quán)重值。8.如權(quán)利要求7所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相干擾權(quán)重值ω以下式求出ωk+1≈ωk+2μ1-vSk-1Qe,kIk′,]]>當中，k表示修正次數(shù)，μ為常數(shù)，I’k代表第k次修正的正交失衡后的同相信號，Qe，k代表第k次修正的修正正相信號，Sk=Σl=0kvk-1Q′kQ′k=vSk-1+Q′kQ′k,0<v<1。]]>9.如權(quán)利要求7所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵQ,k={PD(I^k)-PD(Q^k)},]]>ϵI,k=target-PD(I^k),]]>ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k，ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k，當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εQ，k為的功率與的功率的差異，εI，k為的功率與該目標值的差異。10.如權(quán)利要求7所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵI,k=target-PD(I^k),]]>ϵQ,k=target-PD(Q^k),]]>ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k，ηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k，當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εQ，k為的功率與該目標值的差異，εI，k為的功率與該目標值的差異。11.一種適應性校正正交失衡的裝置，用于接收機中以將所接收的正交失衡后的信號修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該裝置包括正相信號干擾預測裝置，用以計算出正交失衡后的正相信號對正交失衡后的同相信號所造成的干擾量；加總裝置，用以將正交失衡后的同相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正同相信號；同相信號增益適應裝置，用以比較輸出的正相信號的功率、輸出的同相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；第一乘算裝置，用以將正交失衡后的正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號；以及第二乘算裝置，用以將該修正同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號。12.如權(quán)利要求11所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該正相信號干擾預測裝置所計算出的干擾量為ωQ’，當中Q’為正交失衡后的正相信號，ω為正相干擾權(quán)重值。13.如權(quán)利要求第12項所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該正相干擾權(quán)重值ω以下式求出ωk+1≈ωk+2μ1-vSk-1Ie,kQk′,]]>當中，k表示修正次數(shù)，μ為常數(shù)，Q’k代表第k次修正的正交失衡后的正相信號，Ie，k代表第k次修正的修正同相信號，Sk=Σl=0kvk-1Ik′Ik′=vSk-1+Ik′Ik′,0<v<1。]]>14.如權(quán)利要求12所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵI,k={PD(Q^k)-PD(I^k)}]]>ϵQ,k=target-PD(Q^k)]]>ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，kηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的正相信號，代表第k次修正的輸出的同相信號，εI，k為的功率與的功率的差異，εQ，k為的功率與目標值的差異。15.如權(quán)利要求12所述的適應性校正正交失衡的裝置，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵQ,k=target-PD(Q^k)]]>ϵI,k=target-PD(I^k)]]>ηQ，k+1＝ηQk+λqεQ，kηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εI，k為的功率與目標值的差異，εQ，k為的功率與目標值的差異。16.一種適應性校正正交失衡的方法，用于接收機中以將所接收的正交失衡后的信號進行修正以消除正交失衡，其中接收的信號包括同相信號與正相信號，該方法包括正相信號干擾預測步驟，用以計算出正交失衡后的正相信號對正交失衡后的同相信號所造成的干擾量；加總步驟，用以將正交失衡后的同相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正同相信號；同相信號增益適應步驟，用以比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；以及乘算步驟，用以將正交失衡后的正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號；以及將該修正同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號。17.如權(quán)利要求16所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該正相信號干擾預測步驟所計算出的干擾量為ωQ’，當中Q’為正交失衡后的正相信號，ω為正相干擾權(quán)重值。18.如權(quán)利要求17所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該正相干擾權(quán)重值ω以下式求出ωk+1≈ωk+2μ1-vSk-1Ie,kQ′k,]]>當中，k表示修正次數(shù)，μ為常數(shù)，Q’k代表第k次修正的正交失衡后的正相信號，Ie，k代表第k次修正的修正同相信號，Sk=Σl=0kvk-1Ik′Ik′=vSk-1+Ik′Ik′,0<v<1。]]>19.如權(quán)利要求17所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵI,k={PD(Q^k)-PD(I^k)}]]>ϵQ,k=target-PD(Q^k)]]>ηI，k+1＝ηI，k+λiεI，kηQ，k+1＝ηQ，k+λqεQ，k當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的正相信號，代表第k次修正的輸出的同相信號，εI，k為的功率與的功率的差異，εQ，k為的功率與目標值的差異。20.如權(quán)利要求17所述的適應性校正正交失衡的方法，其中，該同相縮放倍率ηI及正相縮放倍率ηQ依下述方式求出ϵQ,k=target-PD(Q^k)]]>ϵI,k=target-PD(I^k)]]>ηQ，k+1＝ηQk+λqεQ，kηI，k+1＝ηI，k+λiεI，k當中，k表示修正次數(shù)，PD(x)代表x的功率，λq及λi為權(quán)重值，target代表該目標值，代表第k次修正的輸出的同相信號，代表第k次修正的輸出的正相信號，εI，k為的功率與目標值的差異，εQ，k為的功率與目標值的差異。全文摘要本發(fā)明涉及一種適應性校正正交失衡的裝置及方法，用于接收機中以將所接收的正交失衡后的信號進行多次修正來消除正交失衡，其首先計算出正交失衡后的同相信號對正交失衡后的正相信號所造成的干擾量；并將正交失衡后的正相信號減去該干擾量而獲得沒有相位失衡的修正正相信號；再比較輸出的同相信號的功率、輸出的正相信號的功率、與目標值間的差異，以決定同相縮放倍率及正相縮放倍率；最后將正交失衡后的同相信號乘上該同相縮放倍率而得到輸出的同相信號，且將該修正正相信號乘上該正相縮放倍率而得到輸出的正相信號。文檔編號H04L27/38GK1953441SQ200510114249公開日2007年4月25日申請日期2005年10月21日優(yōu)先權(quán)日2005年10月21日發(fā)明者蘇季希申請人:凌陽科技股份有限公司