專利名稱：補(bǔ)償高速pll電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種鎖相環(huán)(PLL)電路、以及一種對(duì)這種PLL電路進(jìn)行補(bǔ)償以便尤其減小了一階PLL環(huán)路的設(shè)定時(shí)間的方法。這里使用的術(shù)語(yǔ)“一階PLL”表示環(huán)路濾波器中不具有積分功能(I-調(diào)整器術(shù)語(yǔ))的PLL。
背景技術(shù)：
鎖相環(huán)電路輸出與輸入信號(hào)同步的信號(hào)。實(shí)質(zhì)上，鎖相環(huán)電路產(chǎn)生了在頻率上跟蹤輸入信號(hào)、并顯示出與輸入信號(hào)的固定相位關(guān)系的輸出信號(hào)。通常，PLL電路包括相位/頻率檢測(cè)器、環(huán)路濾波器(如，低通濾波器)、壓控振蕩器(VCO)，以及如果必要，還包括分頻器。如果輸入至相位檢測(cè)器的時(shí)鐘頻率和VCO的輸出頻率相等，則不需要分頻器。
在全球移動(dòng)通信系統(tǒng)(GSM)標(biāo)準(zhǔn)中，傳輸VCO必須能夠在小于200毫秒的時(shí)間內(nèi)將100MHz階躍(step)鎖定為大于90Hz的精確度。這是由于通過在不使用時(shí)關(guān)閉發(fā)射子系統(tǒng)來將電流消耗(耗盡)最小化、并在開啟發(fā)射子系統(tǒng)時(shí)迅速重啟的需要。此外，非常重要的是，要在很大的溫度和部分的變化范圍內(nèi)滿足本說明書。由于積分調(diào)整器的緩慢，傳統(tǒng)的濾波器配置是不適合的。由于需要在環(huán)路處具有良好的穩(wěn)定邊際，所以所期望的PLL帶寬限制了積分調(diào)整器的可能速度。對(duì)于由PLL提供的濾波的需求限制了PLL的帶寬。
傳統(tǒng)的PLL電路包括電荷泵(charge-pump)相位檢測(cè)器，其中，電荷泵依據(jù)超前或延遲的相位信號(hào)，對(duì)低通濾波器中的電容器進(jìn)行充電和放電。然后，低通濾波器消除與相位差相對(duì)應(yīng)的輸出電壓信號(hào)的高頻分量和噪聲。低通濾波器對(duì)相位差信號(hào)進(jìn)行平滑，以將該信號(hào)轉(zhuǎn)換為控制電壓，將該控制電壓提供給VCO來控制振蕩頻率。VCO是PLL電路的最關(guān)鍵組件。由VCO的轉(zhuǎn)換增益VVCO來確定對(duì)控制電壓的輸出頻率相關(guān)性。由于PLL電路是負(fù)反饋環(huán)路這一事實(shí)，PLL電路用于將提供給相位檢測(cè)器的振蕩信號(hào)和頻率輸入信號(hào)之間的相位差最小化。當(dāng)PLL電路到達(dá)鎖定點(diǎn)或穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，兩個(gè)信號(hào)的相位彼此匹配，即，VCO輸出信號(hào)的振蕩相位和頻率變得與頻率輸入信號(hào)的相位和頻率相同。
對(duì)于理想的情況，在設(shè)定的模式或狀態(tài)(也可以稱作鎖定模式或狀態(tài)、或穩(wěn)定模式或狀態(tài))下，頻率輸入信號(hào)的輸入相位Θi、相位檢測(cè)器的輸出處的誤差相位Θe和VCO處的輸出相位Θo為零。
在′Phase Lock Techniques′，F(xiàn).M.Gardener，Wilcy和Sons，New York，1979，第二版，第48頁(yè)中，將PLL電路稱為‘二階環(huán)路’，其中，這個(gè)名稱與開環(huán)的拉普拉斯傳遞函數(shù)中的積分項(xiàng)1/s的個(gè)數(shù)有關(guān)。具體地，開環(huán)傳遞函數(shù)可以表示如下G(s)＝KpZLFK0/s， (1)其中，ZLF＝(R+1/sC)Fr(S)，從而等式(1)可以改進(jìn)如下G(s)＝KpRK0Fr(s)(1/s+1/(s2RC)，(2)其中，F(xiàn)r(s)表示可以包括在環(huán)路濾波器中的波紋濾波器的傳遞函數(shù)、ZLF表示環(huán)路濾波器的阻抗、R表示環(huán)路濾波器的RC積分電路的電阻器的電阻、以及C表示環(huán)路濾波器的RC積分電路的電容器的電容、Kp表示相位檢測(cè)器的轉(zhuǎn)換因子、K0表示VCO的轉(zhuǎn)換因子、以及s與拉普拉斯運(yùn)算符相對(duì)應(yīng)(s＝j(luò)ω＝j(luò)2πf)。由于一階環(huán)路不包括積分電容器C的事實(shí)，所以一階環(huán)路省略了第二項(xiàng)1/(s2RC)。忽視波紋濾波器的傳遞函數(shù)并因而設(shè)置Fr＝1，可以將一階環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù)縮減為G(s)＝KpRK0/s (3)其函數(shù)描述了在電路頻率ωA＝KpRK0處經(jīng)過0dB軸的漸近線。
然而，由于一階環(huán)路并不顯示出任何積分行為的事實(shí)，所以獲得了大的穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差。具有積分行為的次級(jí)環(huán)路可以消除這種穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差，但是以減小的設(shè)定速度為代價(jià)。
文獻(xiàn)US6,157,271公開了一種在寬頻率范圍內(nèi)具有快速的調(diào)諧功能的PLL電路?？刂破魃闪颂峁┙o數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的數(shù)字開環(huán)頻率控制信號(hào)，該模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生了可變DC參考勢(shì)能。將該參考勢(shì)能用作添加于相位檢測(cè)器的輸出處的開環(huán)調(diào)諧電壓，以減少PLL電路的采集時(shí)間。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種改進(jìn)的PLL電路和補(bǔ)償方法，通過所述電路和方法，可以減小穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差和設(shè)定時(shí)間。
由在權(quán)利要求1中所述的PLL電路和由在權(quán)利要求12中所述的補(bǔ)償方法來實(shí)現(xiàn)該目的。
因此，在閉環(huán)操作的特定時(shí)間相位期間，將偏移或補(bǔ)償電壓提供給環(huán)路濾波器裝置，并根據(jù)壓控振蕩器裝置的特性來設(shè)置偏移電壓的電壓值。由于優(yōu)選的偏移電壓(具有與二階環(huán)路的積分元件處的電壓類似的功能)，所以可以在沒有大的穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差的情況下設(shè)定一階環(huán)路。應(yīng)用于一階環(huán)路，所建議的解決方案導(dǎo)致了以遠(yuǎn)比二階環(huán)路的速度快速度進(jìn)行環(huán)路設(shè)定，這對(duì)于許多應(yīng)用來說都非常有價(jià)值。
此外，可以提供補(bǔ)償裝置，用于生成補(bǔ)償電流和用于將補(bǔ)償電流提供給環(huán)路濾波器裝置的輸入，以補(bǔ)償PLL電路的相位檢測(cè)器裝置的相位誤差。從而，可以進(jìn)一步減少剩余穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差的缺點(diǎn)。補(bǔ)償裝置可以包括在電壓發(fā)生器裝置與環(huán)路濾波器裝置的輸入電阻器之間串聯(lián)耦合的電阻器裝置，其中，電流源可以與電阻器裝置并聯(lián)連接。從而，可以提供增加的電流，使得來自電流源的泄漏電流不太危險(xiǎn)。
可以使設(shè)置裝置適合于將偏移電壓設(shè)置為壓控振蕩器的輸入處所需的值，以生成所期望的輸出頻率。因此，在穩(wěn)定狀態(tài)中，將偏移電壓設(shè)置為大約是針對(duì)所期望的頻率的VCO曲線的值，從而可以顯著地降低穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差。
此外，可以對(duì)設(shè)置裝置進(jìn)行設(shè)置，以基于壓控振蕩器的所期望的輸出頻率來預(yù)先選擇壓控振蕩器的特征曲線。從而，可以使壓控振蕩器的轉(zhuǎn)換特征適合于所期望的頻率，因而將穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差最小化。
具體地，可以對(duì)設(shè)置裝置進(jìn)行設(shè)置，以控制壓控振蕩器，從而平移(shift)VCO特征。VCO特征的平移提供了可以防止壓控振蕩器的調(diào)諧或控制電壓改變的優(yōu)點(diǎn)。與在VCO之前的環(huán)路濾波器處的DC設(shè)置相比，VCO特征的平移是可選的。
可以以不同的方式在PLL系統(tǒng)處插入發(fā)射機(jī)的頻率或相位調(diào)制，但是可以與以上的補(bǔ)償措施結(jié)合。這種結(jié)合導(dǎo)致了增強(qiáng)的補(bǔ)償裝置，該增強(qiáng)補(bǔ)償裝置可以包括第一轉(zhuǎn)換裝置，用于將輸入調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為補(bǔ)償電流。此外，第二轉(zhuǎn)換裝置可以提供用于將調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為輸入相位信號(hào)。這確保了在改變調(diào)制頻率時(shí)不改變誤差相位。
作為根據(jù)本發(fā)明的另一方面的可選項(xiàng)，第三轉(zhuǎn)換裝置可以提供用于將輸入調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為在PLL電路中提供的分?jǐn)?shù)分配器的分配器因子。在這種情況下，可以額外地使用第一和第二轉(zhuǎn)換裝置，并可以將調(diào)制頻率直接提供給相位檢測(cè)器裝置。


現(xiàn)在將參照附圖，基于優(yōu)選實(shí)施例來描述本發(fā)明，其中圖1示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路的示意性結(jié)構(gòu)框圖；圖2示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例，將補(bǔ)償電流引入在環(huán)路濾波器處的偏移電壓的示意性結(jié)構(gòu)框圖；圖3示出了表示PLL電路的閉環(huán)行為的示意性頻率圖示；圖4a和4b示出了表示不同PLL環(huán)路的誤差相位行為的示意性波形圖示；圖5示出了根據(jù)第一優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路的示意性功能結(jié)構(gòu)框圖；圖6示出了表示VCO曲線的平移的示意性圖示；以及圖7示出了根據(jù)第二優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路的示意性功能結(jié)構(gòu)框圖。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在結(jié)合PPL電路來描述優(yōu)選實(shí)施例，其中在環(huán)路濾波器中沒有積分調(diào)整器、但具有用于獲得減少的設(shè)置時(shí)間和減小的穩(wěn)定狀態(tài)相位誤差。
圖1示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路的示意性結(jié)構(gòu)框圖。PLL電路包括相位檢測(cè)器10、環(huán)路濾波器20(可以是低通濾波器)、VCO30、以及分頻器50。此外，設(shè)置補(bǔ)償電路60，用于將補(bǔ)償電流Ic提供給求和節(jié)點(diǎn)25，在此求和節(jié)點(diǎn)25處，將補(bǔ)償電流Ic添加于檢測(cè)電流Id，該檢測(cè)電流Id與由相位檢測(cè)器10檢測(cè)到的相位差相對(duì)應(yīng)。
除此之外，預(yù)選擇電路40還提供用于預(yù)先選擇所期望的頻率fCH-的VCO曲線或特征、以及分頻器50的分頻比率NCH的值、VCO30的轉(zhuǎn)換增益KVCO、或者這些參數(shù)中的至少一個(gè)。此外，預(yù)選擇電路40控制電壓源70，該電壓源70在環(huán)路濾波器20與參考電勢(shì)(例如，地電勢(shì))之間連接，以將偏移電壓Vint引入環(huán)路濾波器20。
相位檢測(cè)器10是這樣的設(shè)備，用于檢測(cè)提供給輸入端5的輸入信號(hào)與提供給輸出端15并經(jīng)由分頻器50反饋回來的VCO30的輸出信號(hào)之間的相位差?；趦蓚€(gè)輸入信號(hào)之間的差異，相位檢測(cè)器10產(chǎn)生與相位差的量成正比的檢測(cè)電流Id。在PLL電路中，在輸入端5處接收的輸入信號(hào)與頻率參考信號(hào)相對(duì)應(yīng)，以及在輸出端15處的輸出信號(hào)與反饋或輸出頻率信號(hào)相對(duì)應(yīng)。環(huán)路濾波器20消除了高頻分量和噪聲，并平滑了相位差信號(hào)，以將該信號(hào)轉(zhuǎn)換為提供給VCO30來控制振蕩器頻率的誤差或控制電壓。VCO30的增益KVCO與電壓至頻率的轉(zhuǎn)換相關(guān)聯(lián)。通過VCO30的這種轉(zhuǎn)換增益KVCO來確定對(duì)于控制電壓的頻率相關(guān)性。
設(shè)置預(yù)選擇電路40來將電壓源70的電壓Vint設(shè)置為VCO30的特征曲線用于生成所期望的頻率所需的值?；蛘呖蛇x地，預(yù)選擇電路40將VCO曲線進(jìn)行平移。當(dāng)設(shè)定了PLL電路時(shí)(即，當(dāng)達(dá)到了控制環(huán)路的平衡狀態(tài)時(shí))，在環(huán)路濾波器20內(nèi)仍然保持了小電壓誤差。該誤差引起了在相位檢測(cè)器10的輸出處的穩(wěn)定狀態(tài)相位誤差。提供附加的補(bǔ)償電流Ic來補(bǔ)償該誤差。
圖2示出了在環(huán)路濾波器20的輸入處加入補(bǔ)償電流Ic的選項(xiàng)的示意性電路圖。因此，圖2的電路可以用于替換圖1中補(bǔ)償塊60、求和節(jié)點(diǎn)25、以及環(huán)路濾波器塊20的組合。具體地，根據(jù)圖2，具有阻抗ZLF的環(huán)路濾波器20包括具有傳遞函數(shù)Fr的波紋濾波器22，用于將控制或調(diào)諧電壓Vtune提供給VCO30。此外，環(huán)路濾波器20包括電阻值(R-Rdiv)的輸入電阻器與分壓電阻器Rdiv的串聯(lián)連接。電壓源70在輸入電阻器和分壓電阻器、以及參考電勢(shì)的串聯(lián)連接之間串聯(lián)。此外，電流源80與分壓電阻器Rdiv并聯(lián)連接，并提供了增加的補(bǔ)償電流Ico，其中，通過將補(bǔ)償電流Ic乘以串聯(lián)連接的總電阻R和分壓電阻器Rdiv的電阻值之間的比率來獲得該增加的補(bǔ)償電流Ico。從而，可以使用增加的電流Ico＝Ic·R/Rdiv，在環(huán)路濾波器20的輸入處實(shí)現(xiàn)總電壓Vint0＝Ic·R+Vint。由于補(bǔ)償電流Ic通常是小電流的事實(shí)，所以最好使用增加的電流Ico和類似于圖2中描述的電路。從而，來自電流源80的泄漏電流不太危險(xiǎn)。
圖3示出了具有被忽略的波紋濾波器的不同PLL電路的閉環(huán)行為的示意性頻率圖示(即，F(xiàn)r＝1)。在圖3中，參數(shù)D表示二次項(xiàng)的阻尼或衰減因子。參數(shù)ωn與本征頻率相對(duì)應(yīng)，以及參數(shù)ωA與定義了具有-20dB/dec的斜度的一角的臨界頻率相對(duì)應(yīng)。D＝∞的曲線與二次項(xiàng)是零的一階環(huán)路相對(duì)應(yīng)，因而也與根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路相對(duì)應(yīng)。
圖4a和4b分別示出了表示在輸入相位Θi的相位階躍和在輸入電路頻率ωi的頻率階躍的情況下，在相位檢測(cè)器10的輸出處的誤差相位的時(shí)間行為的示意性信號(hào)指示或波形圖示。如可以從圖4a中得到的，相位階躍響應(yīng)Θes(t)依據(jù)阻尼因子D，并提供了與一階環(huán)路相對(duì)應(yīng)的D＝∞情況下的快速設(shè)定。根據(jù)圖4b，頻率階躍的相位響應(yīng)ΘeR(t)以斜坡開始，并以依據(jù)阻尼因子D的速度返回零。在無窮阻尼因子D＝∞的情況下，誤差相位將返回零，并將保持在穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差ΘcR∞＝Δωi/ωA，該相位誤差與頻率階躍與臨界頻率之間的比率相對(duì)應(yīng)。
根據(jù)優(yōu)選實(shí)施例，預(yù)選擇電路40和補(bǔ)償電路60的引入用于補(bǔ)償在圖4a和4b中指示的相位誤差。
圖5示出了根據(jù)第一優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路的示意性功能結(jié)構(gòu)框圖。這里，由求差節(jié)點(diǎn)12和具有轉(zhuǎn)換功能、或表示從所檢測(cè)的相位誤差Θ0至檢測(cè)電流Id的轉(zhuǎn)換的參數(shù)Kp的轉(zhuǎn)換單元14來指示相位檢測(cè)器的功能行為。此外，通過轉(zhuǎn)換單元62，在補(bǔ)償單元60中生成補(bǔ)償電流Ic，轉(zhuǎn)換單元62的功能可以由1/RKVCO表示，1/RKVCO表示基于輸入調(diào)制頻率ωmod_in來生成補(bǔ)償電流Ic，其中，R與環(huán)路濾波器20的輸入電阻器的電阻值相對(duì)應(yīng)，以及KVCO與VCO30的轉(zhuǎn)換增益相對(duì)應(yīng)。還使用基于函數(shù)1/sNCH執(zhí)行轉(zhuǎn)換的另一轉(zhuǎn)換單元90，從輸入調(diào)制頻率ωmod_in中生成輸入相位Θi，其中，s表示拉普拉斯運(yùn)算符。在求和節(jié)點(diǎn)25處獲得補(bǔ)償電流Ic和檢測(cè)電流Id之和，并提供給與可控制電壓源70連接的環(huán)路濾波器20，根據(jù)所接收的傳輸信道的信道頻率fCH，生成了偏移電壓Vint(fCH)。
環(huán)路濾波器20將總和電流轉(zhuǎn)換為調(diào)諧或控制電壓Vtune，該調(diào)諧或控制電壓Vtune被提供給VCO30的求差節(jié)點(diǎn)32。在求差節(jié)點(diǎn)32處，減去電壓Vabs(fCH)，以能夠增加控制電壓Vtune，并因而呈現(xiàn)控制電壓Vtune的現(xiàn)實(shí)電壓范圍。將電壓差V0提供給VCO30的轉(zhuǎn)換單元34，在這里，將電壓差V0轉(zhuǎn)換為輸出信號(hào)NCHΘo(s)，這是RF信號(hào)的相位ΘORF。將VCO輸出信號(hào)提供給分頻器50，在這里，將VCO輸出信號(hào)除以NCH，以獲得在相位檢測(cè)器處與輸入相位Θi進(jìn)行比較的反饋相位Θ0。對(duì)于Fr＝1和KVCO62＝KVCO_34，針對(duì)Θe的調(diào)制的影響是可忽略的。
在預(yù)設(shè)置單元或功能40處，響應(yīng)啟動(dòng)信號(hào)S，來執(zhí)行對(duì)于所期望的信道頻率fCH和值NCH、KVCO、Vabs和Vint(fCH)的VCO曲線的數(shù)字預(yù)先選擇。因此，基于所期望的頻率fCH來調(diào)整偏移電壓Vint和VCO30的特征，從而增加控制環(huán)路的設(shè)定速度，以響應(yīng)調(diào)制頻率ωmode_in的改變。
波紋濾波器函數(shù)Fr(s)可以是與地沒有歐姆連接的RC濾波器。環(huán)路濾波器20的輸入源和輸出負(fù)載具有高歐姆電阻值。因而可以通過引入偏移電壓Vint和DC補(bǔ)償電流Ic，來將在圖4b中示出的剩余穩(wěn)定狀態(tài)的相位誤差的缺點(diǎn)最小化?？梢酝ㄟ^額外地施加補(bǔ)償電Ic來實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步減小。例如，圖5中示出的電流可以用于移動(dòng)終端等中的頻率調(diào)制。優(yōu)選地，相位誤差可以對(duì)Fr(s)＝1的特定情況進(jìn)行補(bǔ)償。在調(diào)制頻率ωmode_in改變時(shí)，并不改變相位誤差Θe。
圖6示出了VCO30的轉(zhuǎn)換函數(shù)的特征圖，其中，為了通過值Ic·R或通過Vabs＝Vabs(fCH)-ωmod_in/KVCO來將附加電壓Vabs平移，而移動(dòng)VCO曲線。由于該平移，在平移曲線的初始控制電壓Vtune_0處滿足頻率改變?chǔ)う豬。因此，由于曲線的改變，而不需要從Vtune_0至Vtune_1的控制電壓的改變。從而可以防止穩(wěn)定狀態(tài)的誤差?？梢酝ㄟ^降低通常在類似于VCO30的VCO中提供的變?nèi)荻O管處的電壓來實(shí)現(xiàn)VCO曲線的平移。
圖7示出了可選第二優(yōu)選實(shí)施例的示意性功能結(jié)構(gòu)框圖，其中，調(diào)制頻率ωmod_in并不經(jīng)由圖5的轉(zhuǎn)換塊90來饋入相位檢測(cè)器的相位輸入端，而是提供給修正后的分?jǐn)?shù)分頻器52。新的分?jǐn)?shù)分頻器52具有分頻器因子N＝NCH+Kmod(t)，其中，Kmod＝ωmod_in/ωref。因子Kmod(t)是用于分?jǐn)?shù)-N傳輸調(diào)制的時(shí)間變化因子。分頻器52處的調(diào)制用于補(bǔ)償Θe處的調(diào)制。因此，PLL系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)行為不會(huì)干擾經(jīng)由塊62和20的VCO的調(diào)制。分頻器處的調(diào)制與圖5中的塊90所做的相同。
在精細(xì)階躍尺寸的應(yīng)用中，分?jǐn)?shù)-N合成器或頻率發(fā)生器通過由圖7的分?jǐn)?shù)-N分頻器52來替換傳統(tǒng)的整數(shù)-N分頻器，改進(jìn)了整數(shù)-N設(shè)計(jì)。該分?jǐn)?shù)-N分頻器52有效地利用非整數(shù)N(可以是分?jǐn)?shù)，例如，N/(N+/-3))來對(duì)VCO30的頻率進(jìn)行劃分。結(jié)果，頻率發(fā)生器可以通過例如參考頻率ωref的N/(N+3)來進(jìn)行階躍。該改進(jìn)是以引入了由分?jǐn)?shù)-N分頻器52所生成的假響應(yīng)為代價(jià)的。在分?jǐn)?shù)-N分頻器52的累加器中的延遲誤差和定期行為導(dǎo)致了這些激勵(lì)(spur)。然而，環(huán)路濾波器20對(duì)這些激勵(lì)進(jìn)行衰減，這限制了環(huán)路帶寬，以將激勵(lì)減小至可接受的電平。與圖5中的整數(shù)-N分頻器相比的結(jié)果是，可以省略圖5中的塊90，但是這是以引入不必要的激勵(lì)為代價(jià)的。
在本第二優(yōu)選實(shí)施例中，將調(diào)制頻率ωmod_in(該調(diào)制頻率可以是在基帶處的最小高斯移位鍵控(GSMK)調(diào)制信號(hào)，并且是數(shù)字配置的)提供給比率確定單元54，其中，對(duì)調(diào)制頻率ωmod_in與參考頻率ωref之間的比率進(jìn)行計(jì)算，以獲得提供給分?jǐn)?shù)-N分頻器52的Kmod。此外，與圖5的第一優(yōu)選實(shí)施例類似，將輸入調(diào)制頻率ωmod_in提供給轉(zhuǎn)換單元62，該轉(zhuǎn)換單元62可以具有DAC功能，用于生成提供給求和節(jié)點(diǎn)25的補(bǔ)償電流Ic?，F(xiàn)在，將輸入相位Θi＝0提供給相位檢測(cè)器10的求差節(jié)點(diǎn)12。在分?jǐn)?shù)-N分頻器52的輸出處，獲得反饋頻率ωback，并提供給第二求差節(jié)點(diǎn)56(可以包括在圖1的塊10中)，在這里，減去參考頻率ωref，并將差值提供給轉(zhuǎn)換單元92(在數(shù)學(xué)術(shù)語(yǔ)中，由于相位是對(duì)頻率的積分，所以1/s表示積分)，在這里，將頻率差轉(zhuǎn)換為提供給第一求差節(jié)點(diǎn)12的相位差Θ0。
在VCO30處，將控制電壓Vtune直接提供給轉(zhuǎn)換單元34，現(xiàn)在，將轉(zhuǎn)換單元34設(shè)置為將控制電壓Vtune轉(zhuǎn)換為在第二求和節(jié)點(diǎn)36處加上了無線電信道頻率ωRF_CH的頻率信號(hào)，以獲得提供給分?jǐn)?shù)-N分頻器52的無線電頻率ωRF。然后，通過在第三求差節(jié)點(diǎn)38處生成在無線電信道頻率ωRF_CH與無線電頻率ωRF之差，以在VCO30處獲得PLL電路的調(diào)制輸出頻率。
因此，根據(jù)第二優(yōu)選實(shí)施例的PLL電路或系統(tǒng)包括分?jǐn)?shù)-N合成器和分?jǐn)?shù)-N傳輸調(diào)制器?？梢酝ㄟ^補(bǔ)償電流Ic來補(bǔ)償調(diào)制誤差。
在以上的第一和第二優(yōu)選實(shí)施例中，使用了不同類型的兩點(diǎn)調(diào)制，并通過在環(huán)路濾波器或壓控振蕩器處引入預(yù)定設(shè)置來替換環(huán)路濾波器的積分調(diào)整器。從而，可以改進(jìn)PLL電路的動(dòng)態(tài)設(shè)定時(shí)間，以獲得可以確保所需調(diào)制精度的其它電路組件的時(shí)間?？梢酝ㄟ^圖2中示出的電路來實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償電流Ic。此外，可以通過設(shè)置或預(yù)選擇電路40，來實(shí)現(xiàn)在圖6中示出的VCO曲線的移動(dòng)，這并未在圖7中明確地示出，但是也可以并入第二優(yōu)選實(shí)施例中。
作為可選項(xiàng)，根據(jù)第三優(yōu)選實(shí)施例，可以在具有預(yù)補(bǔ)償、而不具有兩點(diǎn)調(diào)制的情況下使用分?jǐn)?shù)-N調(diào)制。在這種情況下，不再需要圖7的DAC62，以及必須將預(yù)補(bǔ)償單元加在比率確定單元54的前面。在具有I調(diào)整器的傳統(tǒng)的較高階PLL電路中，這種附加的預(yù)補(bǔ)償單元需要PLL電路的特定參數(shù)的確切知識(shí)。然而，如果例如通過使用以上的第一和第二實(shí)施例的預(yù)選擇單元40來省去I調(diào)整器，則可以很大程度地緩解該問題。因此，具有分?jǐn)?shù)-N調(diào)制的預(yù)選擇單元40與預(yù)補(bǔ)償?shù)慕M合導(dǎo)致了在不需要任何兩點(diǎn)調(diào)制情況下的改進(jìn)的電路行為。
可以在PLL的制造期間，對(duì)用于獲得Vint值和/或VCO特征的預(yù)選擇單元40的設(shè)置進(jìn)行存儲(chǔ)或編程。作為可選項(xiàng)，以數(shù)字函數(shù)或軟件例程來實(shí)現(xiàn)控制函數(shù)的功能，這在完成設(shè)定之前都是可變的，在完成設(shè)定之后固定。類似地，在設(shè)定過程期間，可以按照逐步地(stepwise)方式轉(zhuǎn)變VCO特征曲線，并可以在設(shè)定了PLL電路之后固定。
應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明并不意欲限制于以上優(yōu)選實(shí)施例地特定特征。偏移電壓Vint可以在生成穩(wěn)定狀態(tài)誤差信號(hào)處與任何類型的環(huán)路濾波器連接。此外，任何類型的電流生成和電流耦合技術(shù)可以用于在相位檢測(cè)器10的輸出或環(huán)路濾波器20的輸入處加上相位檢測(cè)器10的輸出。因而優(yōu)選實(shí)施例可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)變化。
此外，所描述的附圖僅是示意性而非限制性的。在附圖中，可以放大元件中的一些的尺寸，以及不按比例繪出，以用于示例性目的。術(shù)語(yǔ)“包括”用于本說明書和權(quán)利要求中，并不排除其它元件或步驟。在引用單數(shù)名詞時(shí)使用不定冠詞或定冠詞(例如，‘a(chǎn)’或‘a(chǎn)n’或‘the’)，這包括處特定陳述之外的多個(gè)這種名詞。說明書和權(quán)利要求中的術(shù)語(yǔ)第一、第二、第三等用于區(qū)分類似的元件，并不必用于描述連續(xù)或時(shí)間順序。應(yīng)當(dāng)理解，這里所描述的本發(fā)明的實(shí)施例能夠以與這里所描述或示出的其它序列進(jìn)行操作。此外，盡管已經(jīng)討論了優(yōu)選實(shí)施例、特定結(jié)構(gòu)和配置，但是可以在不偏離所附權(quán)利要求的情況下做出形式和細(xì)節(jié)上的不同改變或修改。
權(quán)利要求
1.一種鎖相環(huán)電路，包括a)環(huán)路濾波器裝置(20)；b)壓控振蕩器裝置(30)，與所述環(huán)路濾波器裝置(20)相連；c)電壓發(fā)生器裝置(70)，與所述環(huán)路濾波器裝置(20)相連，以在所述鎖相環(huán)電路的閉環(huán)操作期間向所述環(huán)路濾波器裝置(20)提供預(yù)定偏移電壓；以及d)設(shè)置裝置(40)，用于根據(jù)所述壓控振蕩器裝置(30)的特征來設(shè)置所述電壓。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，還包括補(bǔ)償裝置(60)，用于生成補(bǔ)償電流，并用于將所述補(bǔ)償電流提供給所述環(huán)路濾波器裝置(20)的輸入，以補(bǔ)償所述鎖相環(huán)電路的相位檢測(cè)器裝置(10)的相位誤差。
3.如權(quán)利要求2所述的電路，還包括電阻器裝置(Rdiv)，所述電阻器裝置(Rdiv)串聯(lián)在所述電壓發(fā)生器裝置(70)與所述環(huán)路濾波器裝置(20)的輸入電阻器之間，其中，所述補(bǔ)償裝置包括與所述電阻器裝置(Rdiv)并聯(lián)的電流源(80)。
4.如前述權(quán)利要求之一所述的電路，其中，所述設(shè)置裝置(40)適于將所述偏移電壓設(shè)置為所述壓控振蕩器(30)的輸入的所需值，以生成所期望的輸出頻率。
5.如前述權(quán)利要求之一所述的電路，其中，所述鎖相環(huán)電路是一階環(huán)路電路。
6.如前述權(quán)利要求之一所述的電路，其中，將所述設(shè)置裝置(40)設(shè)置為基于所述壓控振蕩器(30)的所期望的輸出頻率，預(yù)先選擇所述壓控振蕩器(30)的特征曲線。
7.如權(quán)利要求2或3所述的電路，其中，所述補(bǔ)償裝置包括第一轉(zhuǎn)換裝置(62)，用于將輸入調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為所述補(bǔ)償電流。
8.如權(quán)利要求7所述的電路，還包括第二轉(zhuǎn)換裝置(90)，用于將所述調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為輸入相位信號(hào)。
9.如前述權(quán)利要求之一所述的電路，還包括第三轉(zhuǎn)換裝置(54)，用于將輸入調(diào)制頻率轉(zhuǎn)換為在所述鎖相環(huán)電路中設(shè)置的分?jǐn)?shù)分頻器(52)的分頻器因子。
10.如權(quán)利要求9所述的電路，還包括與所述第三轉(zhuǎn)換裝置連接的預(yù)補(bǔ)償裝置。
11.如前述權(quán)利要求之一所述的電路，其中，所述設(shè)置裝置(40)設(shè)置為控制所述壓控振蕩器(30)，以對(duì)所述特征進(jìn)行平移。
12.一種用于補(bǔ)償鎖相環(huán)電路的方法，所述方法包括以下步驟a)在閉環(huán)操作期間，向所述鎖相環(huán)電路的環(huán)路濾波器裝置(20)提供預(yù)定偏移電壓；以及b)根據(jù)所述鎖相環(huán)電路的壓控振蕩器裝置(30)的特征，將所述偏移電壓設(shè)置為所期望的輸出頻率的所需值。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種補(bǔ)償方法和鎖相環(huán)(PLL)電路，其中，使用了不同類型的兩點(diǎn)調(diào)制，并通過在環(huán)路濾波器或壓控振蕩器處引入預(yù)定設(shè)置來替換環(huán)路濾波器的積分調(diào)整器。從而，可以改進(jìn)PLL電路的動(dòng)態(tài)設(shè)定，以獲得可以確保調(diào)制所需精度的其它電路組件的時(shí)間。
文檔編號(hào)H03L7/197GK101019324SQ200580030555
公開日2007年8月15日 申請(qǐng)日期2005年8月30日 優(yōu)先權(quán)日2004年9月13日
發(fā)明者溫弗里德·比爾斯 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司