專利名稱：高級mimo交織的制作方法
相關(guān)申請的參照本申請要求于2004年7月1日提交的題為“MIMO INTERLEAVING(MIMO交織)”的第60/585,246號、于2004年7月19日提交的題為“ADVANCED MIMOINTERLEAVING(高級MIMO交織)”的第60/589,390號、以及于2004年8月11日提交的題為“ADVANCED MIMO INTERLEAVING(高級MIMO交織)”的第60/600,962號美國臨時專利申請的優(yōu)先權(quán)，其內(nèi)容實際上如在此文獻(xiàn)中完全闡述地那樣通過引用包含于此。
背景技術(shù)：
無線網(wǎng)絡(luò)已變得越來越普及，因為計算機(jī)和其它設(shè)備能被耦合以進(jìn)行數(shù)據(jù)通信而不需要網(wǎng)絡(luò)節(jié)點之間的有線連接。因為無線網(wǎng)絡(luò)被期望在諸如存在反射、干涉、接收器/發(fā)送器的移動等不利條件的情況下工作，所以要通過無線信道正確地發(fā)送和接收數(shù)據(jù)需要許多的努力。
無線網(wǎng)絡(luò)中的典型節(jié)點(在標(biāo)準(zhǔn)中被稱為“站”)包括接收鏈和發(fā)送鏈。發(fā)送鏈一般包括使信號被發(fā)送到無線信道中的某種數(shù)字處理和模擬電路(RF、基帶等)。接收鏈一般包括一個或多個天線、RF電路和其它模擬電路，以及旨在輸出代表進(jìn)行發(fā)送的發(fā)送鏈作為輸入接收到的并將其發(fā)送到無線網(wǎng)絡(luò)中的內(nèi)容的數(shù)據(jù)流的數(shù)字處理。當(dāng)然，在有不可恢復(fù)的錯誤的情況下，進(jìn)行發(fā)送的發(fā)送鏈所接收到的數(shù)據(jù)與進(jìn)行接收的接收鏈所輸出的數(shù)據(jù)之間將存在失配。在某些情況下，接收器使用多個天線以改善對來自進(jìn)行發(fā)送的發(fā)送鏈的信號的接收。
因為所預(yù)料的狀況，接收鏈包括被設(shè)計成確保信號很大程度上能夠被正確地恢復(fù)的各種組件。已經(jīng)運用了多種技術(shù)來恢復(fù)信號。一種技術(shù)是糾錯的使用。在使用糾錯的情況下，當(dāng)丟失一個或多個比特時，可以使用其它沒有丟失的比特根據(jù)所進(jìn)行的任何糾錯編碼來恢復(fù)它們。糾錯不能夠糾正所有的錯誤，所以一些錯誤條件可能會導(dǎo)致不可恢復(fù)的錯誤。例如，在使用Reed-Solomon糾錯編碼將四個信息比特編碼為七個發(fā)送比特的情況下，如果七個發(fā)送比特中的任意四個被恢復(fù)，則這四個信息比特就能夠被確定。然而，如果發(fā)送比特中多于三個被丟失，就不能恢復(fù)全部的信息。需要注意的是，在有多個這樣的編碼的情況下，如果它們都是在一個編碼中丟失的，則在四個比特被丟失時信息也就被丟失，但是如果四個比特被丟失的情況是每個編碼有兩個比特被丟失，則信息是可恢復(fù)的。
分散潛在丟失的一種方法是交織。標(biāo)準(zhǔn)802.11a發(fā)送器在多個副載波上交織多個比特。
交織對于分布多個比特以使得在出現(xiàn)衰落和其它信道狀況時錯誤能被恢復(fù)是有用的。在802.11a交織器中，多個比特被如下所示地重新排序，其中NBPSC表示每個副載波的編碼比特的個數(shù)，NCBPS表示每個OFDM碼元的編碼比特的個數(shù)，而NDBPS表示每個OFDM碼元的數(shù)據(jù)比特的個數(shù)。
i＝(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，…，NCBPS-1(式1)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS-floor(16*i/NCBPS))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)(式2)因此，交織器將接收來自編碼器的輸入序列中的編碼比特，其中編碼比特具有由k表示的索引(即，各個比特以k＝0、k＝1、k＝2等的形式到來)。交織器將它們重新排序以使得這多個比特按照它們的j索引次序被輸出。對于給定的k值，j的值由式1-2的方程來確定。使用這種排列，相鄰比特被分開以使得它們相差三個副載波，而次相鄰比特相差六個副載波。在一給定副載波內(nèi)有16比特的差(對于QPSK或更高階的群)。
然而，可改進(jìn)出優(yōu)于標(biāo)準(zhǔn)802.11a交織器的交織器。
一種MIMO(多輸入，多輸出)系統(tǒng)至少包括通過傳輸介質(zhì)向接收器發(fā)送多個比特或發(fā)送比特流的發(fā)送器。一般地，傳輸介質(zhì)為無線電信道，但是也可用諸如多模式光纖等其它介質(zhì)來替代。MIMO系統(tǒng)包括M個發(fā)送流和N個接收天線(空分的，通過偏振或其它方法分離的)，其中M和N都是大于1的整數(shù)(除M＝1和/或N＝1的簡并情況外，在此簡并情況中MIMO技術(shù)能夠工作，但是并不能提供很多益處)。因此，MIMO發(fā)送器將其數(shù)據(jù)作為M個流來發(fā)送，而接收器將其輸入作為N個輸入來處理。
MIMO發(fā)送器可包括編碼器，用于首先向?qū)⒃诮邮掌鞯妮敵龆吮唤邮盏谋忍亓鲬?yīng)用前向糾錯(FEC)碼。FEC碼可以是塊碼、卷積碼或其它一種或多種碼。經(jīng)編碼的比特流由多路分解器分布在M個發(fā)送流上。這里的許多示例使用M＝2為例，但是應(yīng)該理解的是示例可以擴(kuò)展到其它的M值。這也同樣適用于N，并且M和N不需要為相同的值。在任意情況下，已分布的、經(jīng)編碼的發(fā)送流被調(diào)制和發(fā)送。作為示例，一個發(fā)送流的各個比特可被分為兩比特一組的多個組，并且使用QPSK(四相移相鍵控)調(diào)制被調(diào)制到副載波上。諸如BPSK(一次映射1比特)、16-QAM(映射4比特的組)、64-QAM(映射6比特的組)等其它高級調(diào)制技術(shù)也是可行的。
總而言之，對于大小為c的發(fā)送群，MIMO發(fā)送器在每個碼元周期(NCBPS)發(fā)送M·(log2c)個編碼比特。一個碼元周期的發(fā)送碼元可用一個M維矢量x來表示。這些碼元被上變頻到射頻，被發(fā)送，然后被接收器處的N個天線所接收。接收器將信號下變頻到基帶頻率，并且在N個下變頻器的輸出處。這些接收到的碼元可用一個N維矢量y來表示。發(fā)送器-接收器系統(tǒng)的一個示例如圖1所示。
對于MIMO系統(tǒng)，可能需要具有比標(biāo)準(zhǔn)802.11a交織器性能更好的交織復(fù)用器。
發(fā)明概要如在此所闡述的，提供了一種改進(jìn)的交織器。在一個方面，使用該改進(jìn)的交織器將提供提高的交織增益。提高的增益可通過增加相鄰比特之間的距離和/或次相鄰比特之間的距離來得到。由于相鄰音頻會有相似衰落，因而將數(shù)據(jù)比特交織到分離得更遠(yuǎn)的音頻上會得到更好的性能。分離得越遠(yuǎn)，糾錯就越能夠糾正被正確比特包圍的比特。
在一些實施例中，被編碼成MIMO碼元的各個比特使得至少各相鄰比特對中的大多數(shù)被映射到不同的副載波和不同的空間流。在一些實現(xiàn)中，編碼器的輸出被提供給解析器，解析器被用于將編碼器輸出流解析到多個空間流，并且每個流的交織器交織經(jīng)解析的流，其中每個空間流的交織器遵循不同的交織器處理。
在一些情況下，當(dāng)有n比特循環(huán)時，每個由n比特的組被映射到不同的副載波和不同的空間流上。
結(jié)合附圖，以下詳細(xì)描述將提供對本發(fā)明的性質(zhì)和優(yōu)點更好的理解。


圖1是其中可用到本發(fā)明的各個方面的MIMO系統(tǒng)的框圖。
圖2示出了MIMO交織系統(tǒng)的示例性實現(xiàn)。
圖3示出了可在圖2所示的裝置中使用的流交織器的示例。
圖4更加詳細(xì)地示出了示例性流交織器。
圖6是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖7是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖8是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖9是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖10是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖11是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖12是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖13是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖14是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖15是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖16是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖17是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖18是不同交織方案的SNR對PER的曲線圖。
本方面的具體描述在根據(jù)本發(fā)明各方面的發(fā)送器的各實施例中，使用了MIMO交織，其中相鄰比特在副載波和空間流中被充分地分離。
一般化的802.11a MIMO碼元交織本文中使用以下縮寫NDBPS在所有TX(發(fā)送器)上每個OFDM/MIMO碼元的數(shù)據(jù)比特的總數(shù)NCBPS在所有TX上每個OFDM/MIMO碼元的編碼比特的總數(shù)NBPSC一個發(fā)送器的一個副載波的編碼比特的個數(shù)NTX發(fā)送器/空間流的個數(shù)IDEPTH交織深度(對于802.11a，IDEPTH＝16)Dn對于發(fā)送器/空間流(TX)n在副載波的相移jnTX n在其NCBPS/NTX比特的塊內(nèi)的交織器索引knTX n的輸入比特索引kn＝NTXk+nn＝0，...，NTX-1i＝((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH)+floor(k/IDEPTH)k＝0，...，(NCBPS/NTX)-1
j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/NTX-floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)jn＝(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)通常，編碼器每個周期消費NDBPS比特，其中一個周期為用于發(fā)送一信號的時間長度。使用以上術(shù)語，NCBPS表示每個碼元的編碼比特的總數(shù)，所以NDBPS/NCBPS為碼率。使用以上術(shù)語，NBPSC表示每個副載波的編碼比特的個數(shù)，所以NCBPS＝NBPSC*S*NTX，其中S是用于每個發(fā)送器/空間流的副載波的個數(shù)(假定每個流有相同個數(shù)的副載波，并且每個副載波有相同個數(shù)的編碼比特，但情況可能并不如此)。
因此，對于標(biāo)準(zhǔn)的802.11a交織器IDEPTH＝16，NTX＝1(式3)i＝(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，...NCBPS-1(式4)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS-floor(16*i/NCBPS))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)(式5)因此，交織復(fù)用器將接收來自編碼器的輸入序列中的編碼比特，其中編碼比特具有由k表示的索引(即，各個比特以k＝0、k＝1、k＝2等的形式到來)。交織器將它們重新排序以使得這多個比特按照它們的j索引次序被輸出。對于給定的k值，j的值由式3-5的方程來確定。使用這種排列，相鄰比特被分開以使得它們相差三個副載波，而次相鄰比特相差六個副載波。在一給定副載波內(nèi)有16比特的差(對于QPSK或更高階的群)。
在此用于示例，有不同空間流的j個單獨的序列，用jn表示。在特定示例中，k是每個空間流交織器的輸入比特索引，其中使用了BPSK的48個副載波，k＝0，1，...47并且jn是交織索引，對于每個空間流，第k輸入比特k作為第jn比特被輸出。換而言之，如果k＝0，1，2...被輸入，jn＝0，6，12，...，則輸入的第0比特是輸出的第0比特，輸入的第1比特是輸出的第6比特，依此類推。
替換實現(xiàn)在上述方案中，作為jn＝(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)的替換方案，可用NBPSC代替2s，從而jn＝(j+NCBPS/NTX-NBPSC*Dn)mod(NCBPS/NTX)。對于QPSK、16-QAM、以及64-QAM，2s等于NBPSC，但對于BPSK，會產(chǎn)生差異。對于BPSK，NBPSC＝1而2s＝2，所以在這種情況下兩個替換方案之間的差異在于第一種方案實際上相對于第二種方案使副載波相移Dn加倍。因此，如果對于第一種方案，將非BPSK速率的Dn選為BPSK速率的Dn的兩倍，則第一種替換等價于對于所有速率使用相同Dn的第二種方案，其中Dn等于第一種方案的非BPSK Dn。
硬件實現(xiàn)現(xiàn)在參照附圖，圖1是其中可使用本發(fā)明的各個方面的MIMO系統(tǒng)100的框圖。如其所示出的，要通過信道發(fā)送的各個比特被提供給FEC編碼器102，編碼器102應(yīng)用前向糾錯碼并且將經(jīng)編碼數(shù)據(jù)提供給交織系統(tǒng)104，由交織系統(tǒng)104將其輸入分布到M個發(fā)送流中。每個發(fā)送流由調(diào)制器106調(diào)制并傳遞給發(fā)送電路108，發(fā)送電路108使用天線110將已調(diào)制的發(fā)送流發(fā)送到諸如使用如802.11傳輸所用的頻段等某個頻段的無線電空間等信道120中。
在某些實施例中，天線110是不同的并且空分的天線。在其它實施例中，不同的信號可能被組合為少于M個天線的不同偏振。該情形的一個示例為進(jìn)行了空間旋轉(zhuǎn)和空間擴(kuò)展的情況，其中多個空間流被映射到單個天線上。在任何情況下，應(yīng)該理解的是不同的空間流能夠以不同的方式被組織。例如，可由一個發(fā)送天線承載來自一個以上空間流的數(shù)據(jù)，或者可由多個發(fā)送天線承載來自一個空間流的數(shù)據(jù)。例如，考慮具有四個發(fā)送天線和兩個空間流的發(fā)送器的情況。在該情況下，每個空間流可被映射到兩個發(fā)送天線上，所以兩個天線承載僅來自一個空間流的數(shù)據(jù)。
接收器125在耦合到N個接收電路132的N個天線130(在適當(dāng)情況下，計入單獨的偏振)處接收來自信道120的信號。接收電路132的輸出被提供給MIMO檢測器134，檢測器134將其輸出提供給FEC解碼器136，解碼器136進(jìn)而輸出所接收到比特，如果沒有不可恢復(fù)的錯誤則這些比特與被輸入到FEC編碼器102的發(fā)送比特是相同的。假定了MIMO檢測器134將具有合適的解交織器(未示出)。
為了便于理解各單元和文中所述的等式的對應(yīng)關(guān)系，在此描述的各個等式中使用的矢量和矩陣已經(jīng)被添加到圖1所示的各單元的下面。例如，調(diào)制器106的輸出由矢量x來表示，而信道效應(yīng)由矩陣H來表示。在噪聲影響矢量為n的情況下，接收器接收y＝Hx+n以進(jìn)行處理并從中盡其所能地確定x所可能的值。
改進(jìn)的交織復(fù)用器現(xiàn)在將描述提供改進(jìn)的交織的改進(jìn)的交織器，在細(xì)讀本公開的基礎(chǔ)上可理解其它變體。在一種改進(jìn)方案中，通過在至少兩個空間流之間使用不同的交織處理，多個空間流的數(shù)據(jù)被每個空間流地解析和交織。
發(fā)送器碼元交織#1
在該交織器中，將描述兩個發(fā)送器的示例。在該交織器中，偶比特被解析到第一發(fā)送器TX0(k0＝0，2，4...)，而奇比特被解析到第二發(fā)送器TX1(k1＝1，3，5，...)。D0＝0，D1＝8。為每個發(fā)送器進(jìn)行單獨的802.11a交織。然后，發(fā)送器TX1的交織器的索引相移八個副載波以將相鄰比特之間的距離最大化。在采用標(biāo)準(zhǔn)802.11a交織器的情況中，IDEPTH＝16。這由式6-9數(shù)學(xué)地示出。
i＝((NCBPS/2)/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，...(NCBPS/2)-1(式6)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/2-floor(16*i/(NCBPS/2)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)(式7)j0＝j(luò)(式8)j1＝(j+NCBPS/NTX-16s)mod(NCBPS/NTX)(式9)在該排列中，發(fā)送器TX0的比特索引k0為2k，而發(fā)送器TX1的比特索引k1為2k+1。因此，一個發(fā)送器發(fā)送奇比特，而另一發(fā)送器發(fā)送偶比特。
在該排列中，相鄰比特相差8個副載波并進(jìn)入不同的發(fā)送器，而次相鄰比特相差3個副載波。相鄰副載波相差32比特。
發(fā)送器碼元交織#2在該交織器中，將描述兩個發(fā)送器的示例。在該交織器中，偶比特被路由到第一發(fā)送器TX0，而奇比特被路由到第二發(fā)送器TX1。使用8行替代16行來為每個發(fā)送器進(jìn)行單獨的802.11a交織。然后，發(fā)送器TX1的交織器的索引相移八個副載波以將相鄰比特之間的距離最大化。這由式10-13數(shù)學(xué)地示出。
i＝((NCBPS/2)/8)(k mod 8)+floor(k/8)k＝0，...(NCBPS/2)-1 (式10)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/2-floor(8*i/(NCBPS/2)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)(式11)j0＝j(luò)(式12)j1＝(j+NCBPS/NTX-16s)mod(NCBPS/NTX)(式13)在該排列中，發(fā)送器TX0的比特索引k0為2k，而發(fā)送器TX1的比特索引k1為2k+1。因此，一個發(fā)送器發(fā)送奇比特，而另一發(fā)送器發(fā)送偶比特。
在該排列中，相鄰比特相差8個副載波并進(jìn)入不同的發(fā)送器，而次相鄰比特相差6個副載波。相鄰副載波相差16比特。
示例實現(xiàn)詳情圖2示出了MIMO交織系統(tǒng)的示例實現(xiàn)。如所示出的，來自一編碼器的輸入比特流由解析器200解析到多個流交織器202。該解析器可被提供這多個空間流，并在循環(huán)的基礎(chǔ)上解析比特。也可使用其它解析法來替代，諸如更一般地使用其它解析函數(shù)來解析。以上示例的解析函數(shù)為kn＝NTX*k+n(即，每個空間流1比特，然后到下一個空間流的循環(huán))，但是也可使用更加一般的函數(shù)f(k，n)來替代。例如，將兩個比特發(fā)送到一空間流，然后移到下一個空間流。
圖3示出了可在圖2所示的裝置中使用的流交織器202的示例。在該示例中，每個流交織器202可以是一樣的，但具有不同的相移值Di。因此，四發(fā)送器的MIMO系統(tǒng)可使用四個相同的、但在所用的副載波中具有不同循環(huán)相移的流交織器。每個流交織器可以為常規(guī)的802.11a交織器。
圖4更加詳細(xì)地示出了示例的流交織器300。在閱讀本公開的基礎(chǔ)上，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)可顯見，多個流交織器能夠被組合成一個組合結(jié)構(gòu)。如所示出的，輸入比特被接收，并且存儲邏輯302將這些比特放在比特緩沖器304中。所用的比特緩沖器304的比特置由計數(shù)器306指示，并且一般是順序存儲在比特緩沖器304中的比特，但是并不需要一定如此。輸出邏輯308從比特緩沖器304中讀出各個比特并將它們輸出。這多個比特被讀出的順序由交織器的實現(xiàn)來確定。
以上等式中所示的方程可在每個比特計算，但是一次性計算所有索引并將其作為諸如將輸入索引映射到輸出索引的矩陣或僅僅是輸出序列的列表等數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)來存儲通常更加高效。這樣的數(shù)據(jù)可使用來自交織器規(guī)則的矩陣計算器312來生成。
交織參數(shù)選擇可使用各種因素來選擇交織參數(shù)。圖5-18示出了對于2×2、3×3、以及4×4等情況使用各種參數(shù)的各種仿真結(jié)果。將PER曲線與48個副載波和54個副載波的情況下的相比較。對于54個副載波，在相同的編碼速率和群大小下，SNR性能應(yīng)該大致相同。對于108個副載波，由于額外的頻率分集，SNR性能應(yīng)該同樣或好于54個的情況。各仿真使用理想的訓(xùn)練、MMSE、1000B分組。在結(jié)果中，SNR是信號帶寬中每個接收器的平均SNR，其中信號帶寬等于(數(shù)據(jù)音頻的個數(shù)+導(dǎo)頻的個數(shù))/3.2us。
圖5是在108 Mbps、2×2、100B、信道C-NLOS條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。這些示例是針對兩個發(fā)送器和兩個接收器，然而也可構(gòu)想其它數(shù)目的發(fā)送器和接收器。圖5中的曲線為a＝奇/偶TX交織，8行b＝奇/偶TX交織，16行
c＝奇/偶TX交織，16行，相移＝15圖6是在如圖5所示的曲線圖的情況下，在108 Mbps、2×2、100B、信道D-NLOS條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖7是在如圖5所示的曲線圖的情況下，在120 Mbps、2×2、100B、信道C-NLOS條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖8是在120 Mbps、2×2、100B、信道D-NLOS條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。圖5中的曲線為a＝奇/偶TX交織，8行b＝奇/偶TX交織，16行圖9是在如圖5所示的曲線圖的情況下，在120 Mbps、2×2、100B、信道E-NLOS條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。
圖10是在2×2、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中上面的曲線對應(yīng)于在108 Mbps的48個副載波的情況，而下面的曲線對應(yīng)于在121.5 Mbps的54個副載波的情況。
圖11是在2×2、速率5/6、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中在右側(cè)作為較高的曲線結(jié)束的曲線對應(yīng)于在120Mbps的48個副載波的情況，而在右側(cè)作為較低的曲線結(jié)束的曲線對應(yīng)于在135Mbps的54個副載波的情況。
對于3個TX交織，循環(huán)是基于3個位之上，例如，k0＝0，3，6，...，k1＝1，4，7，...，k2＝2，5，8，...對于4個TX交織，循環(huán)基于4個比特之上，例如，k0＝0，4，8，...，k1＝1，5，9，...，k2＝2，6，10，...，k3＝3，7，11，...對于3發(fā)送器和4發(fā)送器的情況，示例IDEPTH和Dn值可以為D0＝0，D1＝8，D2＝16，D3＝24，以及IDEPTH＝8。
圖12是在3×3、速率1/2、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中在右側(cè)作為較高的曲線結(jié)束的曲線對應(yīng)于在108Mbps的48個副載波的情況，而在右側(cè)作為較低的曲線結(jié)束的曲線對應(yīng)于在121.5Mbps的54個副載波的情況。
圖13是在4×4、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中在SNR＝33處較低的曲線對應(yīng)于在216 Mbps的48個副載波的情況，而在SNR＝33處較高的曲線對應(yīng)于在243 Mbps的54個副載波的情況。
圖14是在40 MHz模式、2×2、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中上面的曲線對應(yīng)于在121.5 Mbps的54個副載波的情況，而下面的曲線對應(yīng)于在243 Mbps的108個副載波的情況。
圖15是在40MHz模式、2×2、速率5/6、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中上面的曲線對應(yīng)于在135 Mbps的54個副載波的情況，而下面的曲線對應(yīng)于在270 Mbps的108個副載波的情況。
圖16是在40MHz模式、3×3、速率1/2、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中上面的曲線對應(yīng)于在121.5Mbps的54個副載波的情況，而下面的曲線對應(yīng)于在243 Mbps的108個副載波的情況。
圖17是在40MHz模式、4×4、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的條件下各種交織方案的SNR對PER的曲線圖，其中上面的曲線對應(yīng)于在243Mbps的54個副載波的情況，而下面的曲線對應(yīng)于在486Mbps的108個副載波的情況。
圖18是在1×1模式、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的條件下108個副載波的各種交織方案的SNR對PER的曲線圖。上面的曲線對應(yīng)于IDEPTH＝6的情況，中間的曲線對應(yīng)于IDEPTH＝18的情況，而下面的曲線對應(yīng)于IDEPTH＝12的情況。
當(dāng)使用54或108個數(shù)據(jù)副載波時，由于(NCBPS/NTX)/IDEPTH應(yīng)為整數(shù)值，所以IDEPTH和Dn參數(shù)應(yīng)該使用不同的值。在一個示例中，對應(yīng)于54和108個數(shù)據(jù)副載波以及n個空間流對于具有1個以上空間流的所有模式，IDEPTH＝6對于一個空間流108個副載波，IDEPTH＝12對于空間流n，Dn＝5n在子信道的數(shù)目在所有發(fā)送器上不相同、或者在所有發(fā)送器上每個副載波每個循環(huán)所消非的比特數(shù)不相同的情況下，在細(xì)讀本公開的基礎(chǔ)上，上述交織的相應(yīng)調(diào)整對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)是顯見的。因此，NBPSC可隨副載波而變化。
54個副載波的新交織器參數(shù)給出了與48個副載波的情況相同的SNR性能，并且40 MHz模式大約1dB的改善，極可能是由于增加了的頻率分集。
一般的結(jié)構(gòu)能夠擴(kuò)展到在各種信道帶寬(20MHz，40MHz等)以及不定數(shù)目的空間流(1TX、2TX、3TX、4TX等)下工作。1TX版本對應(yīng)于802.11a交織器(即，簡并到先前的標(biāo)準(zhǔn))。
在某些仿真中，根據(jù)上述發(fā)送器交織#1的發(fā)送器交織給出了較佳的性能，并且由于它就是每個發(fā)送器的標(biāo)準(zhǔn)802.11a交織器，只是在TX0和TX1之間具有額外8個副載波的相移的，所以具有容易的實現(xiàn)。這可以用作兩發(fā)送器的空分復(fù)用模式發(fā)送器和相應(yīng)接收器的交織器。
雖然根據(jù)示例性實施例對本發(fā)明進(jìn)行了描述，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識到許多修改是可能的。例如，這里所描述的處理可使用硬件組件、軟件組件，和/或其任意組合來實現(xiàn)。本發(fā)明在信令群、FEC編碼方案、或發(fā)送天線或接收天線數(shù)目方面均不受限制。如在此所述的，多個天線可包括單獨的天線，它們最好是空分的但并不必須如此，然而通過使用偏振或其它技術(shù)，單個物理天線可用于一個以上的發(fā)送流或接收信號。
因此，雖然根據(jù)示例性實施例對本發(fā)明進(jìn)行了描述，應(yīng)該認(rèn)識到本發(fā)明旨在覆蓋落在所附權(quán)利要求中的所有的修改和等效方案。
權(quán)利要求
1.一種在無線發(fā)送器中的交織方法，在所述無線發(fā)送器中，輸入比特序列被編碼并使用多個空間流通過無線介質(zhì)發(fā)送，所述多個空間流中的每一個使用多個副載波，所述交織方法包括將所述輸入比特序列解析到所述多個空間流；使用第一交織序列來交織被解析到第一空間流的比特；以及使用與所述第一交織序列不同的第二交織序列來交織被解析到第二空間流的比特。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述多個空間流中的每一個對應(yīng)于通過不同發(fā)送天線發(fā)送的信號。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，至少一個發(fā)送天線承載來自一個以上空間流的數(shù)據(jù)。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一和第二交織序列在各副載波上相差一個循環(huán)相移。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，一個以上發(fā)送天線承載來自一個空間流的數(shù)據(jù)。
6.一種與編碼數(shù)據(jù)的MIMO發(fā)送結(jié)合使用的交織器系統(tǒng)，包括解析器，用于解析包括要被發(fā)送的NCBPS個比特的編碼數(shù)據(jù)，其中解析包括將所述編碼數(shù)據(jù)的各部分分配到NTX個空間流上；以及NTX個流交織器，其中每個所述流交織器進(jìn)行交織，以使得第n個空間流的流交織器按在其NCBPS/NTX個比特的塊內(nèi)由發(fā)送器n的交織器索引所指示的順序來輸出各個比特，其中所述交織器索引jn等于(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)，其中j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/NTX-floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)，i＝((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH)+floor(k/IDEPTH)，k＝0，...，(NCBPS/NTX)-1，kn＝NTXk+n，NBPSC是一個空間流的一個副載波的編碼比特的個數(shù)，而IDEPTH是交織深度。
全文摘要
一種MIMO發(fā)送器，包括交織系統(tǒng)，用于將編碼比特解析到多個空間流；以及多個交織器，用于為空間流交織各個比特，以使得至少一個空間流使用第一流交織器，第一流交織器使用與第二流交織器為第二空間流進(jìn)行交織所用模式不同的模式來進(jìn)行交織。
文檔編號H03M13/27GK1998176SQ200580022592
公開日2007年7月11日 申請日期2005年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月1日
發(fā)明者R·D·J·萬尼 申請人:高通股份有限公司