專利名稱：雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置、無線發(fā)送裝置和無線通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明特別涉及適用于包括便攜式電話機(jī)的移動(dòng)通信終端、在與上述移動(dòng)通信終端之間進(jìn)行通信的基站等通信機(jī)器中的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置、無線發(fā)送裝置和無線通信裝置。
背景技術(shù)：
就用于通信機(jī)器的PLL(Phase Locked Loop，鎖相環(huán))調(diào)制方式而言，一般有對低成本、低耗電、良好噪聲特性和高調(diào)制精度的需求。在上述PLL調(diào)制方式中，為了提高調(diào)制精度，最好使PLL的頻帶(PLL帶域)寬度大于調(diào)制信號(hào)的頻帶(調(diào)制帶域)。
然而，如果擴(kuò)大PLL帶寬，卻會(huì)引起噪聲特性的惡化。因此，提出了雙點(diǎn)調(diào)制方式，也就是將PLL帶寬設(shè)置為調(diào)制帶寬窄，并在不同的兩處進(jìn)行PLL頻帶內(nèi)的調(diào)制和PLL頻帶外的調(diào)制(例如美國專利第6211,747號(hào)說明書)。
如圖1所示，采用如上所提的雙點(diǎn)調(diào)制方式的寬帶調(diào)制PLL包括包括電壓控制振蕩器(VCO)1A、分頻器1B、相位比較器1C、環(huán)路濾波器1D和加法器1E的PLL；調(diào)制靈敏度表4、Deltasigma調(diào)制器5、D/A轉(zhuǎn)換器6、A/D轉(zhuǎn)換器7、加法器2以及控制部3。
PLL中的電壓控制振蕩器1A輸出RF調(diào)制信號(hào)。該RF調(diào)制信號(hào)的振蕩頻率根據(jù)輸入到控制電壓端子Vt的電壓而改變。分頻器1B對電壓控制振蕩器1A輸出的RF調(diào)制信號(hào)的頻率進(jìn)行分頻。相位比較器1C對分頻器1B的輸出信號(hào)的相位和基準(zhǔn)信號(hào)的相位進(jìn)行比較，并輸出相應(yīng)于該相位差的信號(hào)。環(huán)路濾波器1D對相位比較器1C的輸出信號(hào)進(jìn)行平均。
調(diào)制靈敏度表4根據(jù)調(diào)制數(shù)據(jù)輸出調(diào)制信號(hào)。D/A轉(zhuǎn)換器6根據(jù)控制部3輸出的增益控制信號(hào)調(diào)整增益，并將調(diào)制靈敏度表4輸出的調(diào)制信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬電壓。Deltasigma調(diào)制器5對由加法器2得到的、調(diào)制靈敏度表4輸出的調(diào)制信號(hào)和控制部3輸出的信道選擇信號(hào)的相加信號(hào)進(jìn)行Deltasigma調(diào)制，來生成分頻器1B的分頻比。A/D轉(zhuǎn)換器7將輸入到控制電壓端子Vt的電壓值轉(zhuǎn)換為數(shù)字值，并將該轉(zhuǎn)換為數(shù)字值的數(shù)據(jù)輸出到控制部3。
然而，采用雙點(diǎn)調(diào)制方式的寬帶調(diào)制PLL中，雙點(diǎn)調(diào)制之間的信號(hào)的輸入定時(shí)需要一致，如果發(fā)生輸入定時(shí)差異，則調(diào)制精度(EVMError VectorMagnitude，矢量誤差幅度)會(huì)惡化。
如便攜式電話機(jī)等作為通信部配備采用雙點(diǎn)調(diào)制方式的寬帶調(diào)制PLL的機(jī)器的制造上，電子零件特性的差異會(huì)引起上述輸入定時(shí)差異。
另外，在便攜式電話機(jī)的使用上，在電源啟動(dòng)時(shí)由電源變動(dòng)、溫度變化等會(huì)引起上述輸入定時(shí)差異。再說，采用TDMA(Time Division MultipleAccess)方式的便攜式電話機(jī)，在時(shí)隙的前頭發(fā)生由電源變動(dòng)、溫度變化等引起的上述輸入定時(shí)差異。為了提高調(diào)制精度需要改正這些輸入定時(shí)差異，但是目前沒有確定如何實(shí)現(xiàn)輸入定時(shí)差異的調(diào)整的具體方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置、無線發(fā)送裝置和無線通信裝置，能夠減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差異并提高調(diào)制精度。
本發(fā)明采用了包括PLL電路；分頻比設(shè)定部，根據(jù)第一數(shù)字基帶信號(hào)和載波信號(hào)設(shè)定上述PLL電路的分頻器的分頻比；信號(hào)加法部，在上述環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)上加上第二數(shù)字基帶信號(hào)；延遲量系數(shù)計(jì)算部，根據(jù)對上述輸出信號(hào)加上上述第二數(shù)字基帶信號(hào)所得的信號(hào)的振幅變化量，計(jì)算延遲量系數(shù)；以及延遲調(diào)整部，根據(jù)上述延遲量系數(shù)移位上述第一、第二數(shù)字基帶信號(hào)中的至少其中之一的相位，減少上述第一、第二數(shù)字基帶信號(hào)之間的相位差的結(jié)構(gòu)。本發(fā)明通過根據(jù)對雙點(diǎn)調(diào)制式PLL電路的環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)加上數(shù)字基帶信號(hào)所得的信號(hào)的振幅變化量計(jì)算延遲量系數(shù)，并根據(jù)上述延遲量系數(shù)移位供給雙點(diǎn)調(diào)制部的數(shù)字基帶信號(hào)中的至少其中之一的相位，減少數(shù)字基帶信號(hào)之間的相位差來實(shí)現(xiàn)上述目的。


通過參照附圖所示的例子而對上述本發(fā)明的目的和特征等進(jìn)行詳細(xì)說明，其中圖1是表示以往的寬帶調(diào)制PLL的概略結(jié)構(gòu)圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的方框圖；圖3是表示存儲(chǔ)在圖2所示的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的濾波系數(shù)計(jì)算部的存儲(chǔ)表中的延遲量系數(shù)數(shù)據(jù)的圖；圖4是圖2所示的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的數(shù)字濾波器的方框圖；圖5是根據(jù)實(shí)施例1的輸出波形圖；圖6是根據(jù)實(shí)施例1的輸出波形圖；圖7是根據(jù)實(shí)施例1的輸出波形圖；圖8是表示實(shí)施例1的延遲調(diào)整間隔的圖；圖9是根據(jù)實(shí)施例1的輸出波形圖；圖10是根據(jù)實(shí)施例1的輸出波形圖；圖11是數(shù)字濾波器的頻率特性圖；圖12是采用裝備圖2所示的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的極性調(diào)制發(fā)送方式的無線通信裝置的系統(tǒng)方框圖；圖13是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的方框圖；圖14是圖13所示的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的數(shù)字濾波器的方框圖；圖15是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例3的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的方框圖；圖16是根據(jù)實(shí)施例3的輸出波形圖；圖17是根據(jù)實(shí)施例3的輸出波形圖；圖18是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例4的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的方框圖；圖19是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例5的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的方框圖；圖20是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1的頻率-增益特性圖；圖21是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例6的無線發(fā)送裝置的方框圖；以及圖22是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例6的無線通信裝置的方框圖。
具體實(shí)施例方式
以下參照附圖來對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明。
(實(shí)施例1)[雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的結(jié)構(gòu)]如圖2所示，本發(fā)明的實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10包括PLL電路11，由電壓控制震蕩器(VCO)110、分頻器111、相位比較器112和環(huán)路濾波器113來構(gòu)成；分頻比設(shè)定部，根據(jù)第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和載波信號(hào)設(shè)定分頻器111的分頻比；信號(hào)加法部，對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上第二數(shù)字基帶信號(hào)S2；延遲量系數(shù)計(jì)算部，根據(jù)對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上第二數(shù)字基帶信號(hào)S2所得的信號(hào)的振幅變化量，計(jì)算延遲量系數(shù)；以及延遲調(diào)整部，根據(jù)延遲量系數(shù)移位第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位，減少上述第一數(shù)字基帶信號(hào)S1、第二數(shù)字基帶信號(hào)S2之間的相位差。
雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10還包括信號(hào)輸入部12，并從該信號(hào)輸入部12輸出第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2。在實(shí)施例1中，作為信號(hào)輸入部12輸出的第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2，實(shí)際上可以使用「sin波」。在輸入定時(shí)調(diào)整模式，信號(hào)輸入部12根據(jù)定時(shí)調(diào)整控制信號(hào)，輸出對于第一數(shù)字基帶信號(hào)S1反轉(zhuǎn)的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2。具體來說，信號(hào)輸入部12作為第一數(shù)字基帶信號(hào)S1輸出「-sin波」，而作為第二數(shù)字基帶信號(hào)S2輸出「+sin波」。通過在信號(hào)輸入部12中配備根據(jù)定時(shí)調(diào)整控制信號(hào)反轉(zhuǎn)第一數(shù)字基帶信號(hào)S1的反相電路等，來可容易實(shí)現(xiàn)上述信號(hào)的反轉(zhuǎn)控制。
PLL電路11的電壓控制振蕩器110可以根據(jù)輸入到控制電壓端子Vt的電壓而改變振蕩頻率。相位比較器112對分頻器111的輸出信號(hào)的相位和基準(zhǔn)信號(hào)的相位進(jìn)行比較，輸出相應(yīng)于雙方信號(hào)之間的相位差的信號(hào)。PLL電路11還包括加法器114，在環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)上加上第二數(shù)字基帶信號(hào)S2(實(shí)際上是經(jīng)過數(shù)字濾波器18、數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14，由濾波器15輸出的信號(hào))。環(huán)路濾波器113對相位比較器112的輸出信號(hào)進(jìn)行平均。
分頻比設(shè)定部包括分頻比生成部13而構(gòu)成。該分頻比生成部13根據(jù)第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和載波信號(hào)的輸入來設(shè)定分頻比，并將設(shè)定后的分頻比輸出到分頻器111。在分頻器111中，根據(jù)分頻比生成部13的輸出信號(hào)生成PLL帶域內(nèi)的調(diào)制信號(hào)。
信號(hào)加法部包括將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14、對數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14的輸出信號(hào)除去諧波成分的濾波器15、以及對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上濾波器15的輸出信號(hào)的加法器114而構(gòu)成。
在該信號(hào)加法部中，可以通過對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上濾波器15的輸出信號(hào)(第二數(shù)字基帶信號(hào)S2)，來對電壓控制振蕩器110的輸入信號(hào)進(jìn)行PLL帶域外的調(diào)制。
如圖2所示，延遲量系數(shù)計(jì)算部包括濾波系數(shù)計(jì)算部17而構(gòu)成。因?yàn)樵趯?shí)施例1中，作為數(shù)字信號(hào)使用對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上濾波器15的輸出信號(hào)所得的信號(hào)，也就是加法器114的輸出信號(hào)，延遲量系數(shù)計(jì)算部還包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器16。因?yàn)槟M數(shù)字轉(zhuǎn)換器16輸入PLL電路11的加法器114的輸出信號(hào)，它連接在加法器114和電壓控制振蕩器110之間，也就是在電路上等效地連接在與電壓控制端子Vt相同的位置。
濾波系數(shù)計(jì)算部17包括圖3所示的存儲(chǔ)表17M。在濾波系數(shù)計(jì)算部17中可以計(jì)算相應(yīng)于加法器114的輸出信號(hào)的振幅變化量的延遲量系數(shù)，該計(jì)算出的延遲量系數(shù)作為信息被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)表17M中。
如圖2所示，在實(shí)施例1中延遲調(diào)整部包括數(shù)字濾波器18而構(gòu)成。如圖4所示，該數(shù)字濾波器18包括延遲元件(z轉(zhuǎn)換部)180、加法器181、乘法器183和184。
在數(shù)字濾波器18中，由信號(hào)輸入部12輸出的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2被輸入到乘法器183的同時(shí)，經(jīng)過延遲元件180被輸入到乘法器184。另一方面，由濾波系數(shù)計(jì)算部17輸出的延遲量系數(shù)(在本實(shí)施例中，抽頭系數(shù)a0，a1)被輸入到各個(gè)乘法器183、184。
如圖3所示，本實(shí)施例的濾波器系數(shù)計(jì)算部17輸出根據(jù)延遲量系數(shù)的抽頭系數(shù)a0、a1。具體來說，將抽頭系數(shù)a0輸出到乘法器183，并將抽頭系數(shù)a1輸出到乘法器184。乘法器183將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2乘以抽頭系數(shù)a0，并輸出到加法器181。乘法器184將經(jīng)過延遲元件180的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2乘以抽頭系數(shù)a1，并輸出到加法器181。加法器181將由乘法器183、184分別輸出的輸出信號(hào)相加，并經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14和濾波器15，將經(jīng)延遲調(diào)整的輸出信號(hào)(第二數(shù)字基帶信號(hào)S2)輸出到PLL電路11的加法器114。
接下來說明上述雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10的調(diào)整雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差的方法。
首先，為了調(diào)整圖2所示的環(huán)路濾波器113、濾波器15等各個(gè)電子零件特性的差異、電源啟動(dòng)時(shí)的電源變動(dòng)和溫度變化等引起的雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10被設(shè)置為定時(shí)調(diào)整模式。
通過將定時(shí)調(diào)整控制信號(hào)輸入到信號(hào)輸入部12，來進(jìn)行定時(shí)調(diào)整模式的設(shè)定?；诙〞r(shí)調(diào)整控制信號(hào)的輸入，信號(hào)輸入部12輸出第一數(shù)字基帶信號(hào)(例如-sin波)S1，并輸出將其反轉(zhuǎn)的第二數(shù)字基帶信號(hào)(例如+sin波)S2。
第一數(shù)字基帶信號(hào)S1被輸入到分頻比生成部13。分頻比生成部13基于第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和載波信號(hào)生成分頻比，并將所設(shè)定的分頻比輸出到分頻器111。
在PLL電路11，由電壓控制振蕩器110振蕩出RF調(diào)制信號(hào)，該振蕩出的RF調(diào)制信號(hào)被分頻后輸入到分頻器111。分頻器111根據(jù)分頻比生成部13的輸出信號(hào)，生成PLL帶域內(nèi)的調(diào)制信號(hào)。分頻器111的輸出信號(hào)被輸入到相位比較器112。相位比較器112對分頻器111的輸出信號(hào)的相位和基準(zhǔn)信號(hào)的相位進(jìn)行比較，并輸出相應(yīng)于雙方的相位差的信號(hào)。相位比較器112的輸出信號(hào)被輸入到環(huán)路濾波器113，該環(huán)路濾波器113對相位比較器112的輸出信號(hào)進(jìn)行平均。隨后，該環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)被輸入到加法器114。
另一方面，信號(hào)輸入部12輸出的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2經(jīng)過數(shù)字濾波器18被輸入到數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，該轉(zhuǎn)換后的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2被輸出到濾波器15。濾波器15對數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14的輸出信號(hào)除去諧波成分，該輸出信號(hào)被輸出到PLL電路11的加法器114。在加法器114中，將環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)和濾波器15的輸出信號(hào)相加，相加后的輸出信號(hào)根據(jù)輸入到控制電壓端子Vt的電壓，被輸出到電壓控制振蕩部110。
在此，在雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中，雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)為一致的情況下，如圖5所示，對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)(-sin波)S1a加上濾波器15的輸出信號(hào)(+sin波)S2a時(shí)，加法器114的輸出信號(hào)S3a的振幅因輸出信號(hào)S1a和輸出信號(hào)S2a之間沒有相位差、相互抵消而為0。相反，在輸入定時(shí)不一致的情況下，如圖6所示，對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)S1b加上濾波器15的輸出信號(hào)S2b時(shí)，在加法器114的輸出信號(hào)S3b得到由輸出信號(hào)S1b和輸出信號(hào)S2b之間的相位差引起的、將輸出信號(hào)S1b和輸出信號(hào)S2b合并的振幅。
在此，作為信號(hào)輸入部12輸入的第一數(shù)字基帶信號(hào)(相位調(diào)制數(shù)據(jù))S1、第二數(shù)字基帶信號(hào)(相位調(diào)制數(shù)據(jù))S2選擇圖20所示的傳遞函數(shù)H(s)和1-H(s)相交時(shí)的頻率f0的正弦波(+sin波、-sin波)，在雙點(diǎn)調(diào)制之間的定時(shí)一致時(shí)，如圖5所示，可以使輸出信號(hào)S3的值為0。然而，因?yàn)橛森h(huán)路濾波器13等的差異，難以選擇頻率f0，實(shí)際上輸入如圖20所示的頻率f1等從頻率f0偏離的正弦波。因此，各個(gè)調(diào)制輸入的增益之間發(fā)生差異，即使在第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的定時(shí)一致時(shí)，輸出信號(hào)S3的振幅不會(huì)為0。再說，如上所述，隨著第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的定時(shí)的偏離加大，輸出信號(hào)S3的振幅會(huì)變大。于是，在延遲量系數(shù)計(jì)算部通過求出使輸出信號(hào)S3的振幅最小的延遲量系數(shù)來進(jìn)行延遲調(diào)整。
在延遲量系數(shù)計(jì)算部，基于PLL電路11的加法器114的輸出信號(hào)S3的振幅變化量，通過如下程序計(jì)算延遲量系數(shù)。
首先，假定雙點(diǎn)之間的輸入定時(shí)為一致，濾波系數(shù)計(jì)算部17作為初始值輸出相當(dāng)于存儲(chǔ)在圖3所示的存儲(chǔ)表17M中的延遲量系數(shù)「0」的抽頭系數(shù)a0「8/8」、a1「0/8」。此時(shí)，數(shù)字濾波器18輸出實(shí)際上沒有經(jīng)過延遲調(diào)整的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2。
在此，如圖8所示，存儲(chǔ)在圖3所示的濾波系數(shù)計(jì)算部17的存儲(chǔ)表17M的延遲量系數(shù)是將1時(shí)鐘信號(hào)(從上升到下一上升)均勻分割為8個(gè)，并被分配為「0」、「1」、「2」、......、「8」。Ts比表示延遲間隔對于1時(shí)鐘信號(hào)的比。也就是說，最初的延遲量系數(shù)「0」是Ts比「0/8」的、實(shí)際上不對第二數(shù)字基帶信號(hào)S2進(jìn)行延遲調(diào)整的系數(shù)。延遲量系數(shù)「1」是Ts比「1/8」的、將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位移位1時(shí)鐘信號(hào)的1/8來進(jìn)行延遲調(diào)整的系數(shù)。延遲量系數(shù)「2」是Ts比「2/8」的、將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位移位1時(shí)鐘信號(hào)的2/8來進(jìn)行延遲調(diào)整的系數(shù)。以下同理，最后的延遲量系數(shù)「8」是Ts比「8/8」的、將第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位移位1時(shí)鐘信號(hào)的8/8即1時(shí)鐘信號(hào)份來進(jìn)行延遲調(diào)整的系數(shù)。
另外，為了容易理解，在實(shí)施例1中將1時(shí)鐘信號(hào)分割為8個(gè)，基本上最好分割為2的倍數(shù)個(gè)，通過這樣分割1時(shí)鐘能夠提高靈敏度和精度。
數(shù)字濾波器18輸出的實(shí)際上沒有進(jìn)行延遲調(diào)整的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14輸出到濾波器15，隨后如圖7所示，濾波器15將輸出信號(hào)S2b輸出。輸出信號(hào)S2b在加法器114中與環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)S1b相加，加法器114輸出圖7所示的輸出信號(hào)S3b。
在模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器16中，將加法器114輸出的1周期份的輸出信號(hào)(sin波)S3b的模擬數(shù)據(jù)(a、b、c、d、......)以每時(shí)鐘信號(hào)(例如每當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)的上升)轉(zhuǎn)換為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。該轉(zhuǎn)換后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)入到濾波系數(shù)計(jì)算部17。在濾波系數(shù)計(jì)算部17中對進(jìn)來的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)和在該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)前進(jìn)來的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行比較，求出進(jìn)行比較的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的最大值和最小值，最后計(jì)算輸出信號(hào)S3b的振幅的最大值W0。
在濾波系數(shù)計(jì)算部17計(jì)算出振幅的最大值W0時(shí)(檢測出輸入定時(shí)不一致時(shí))，存儲(chǔ)在存儲(chǔ)表17M中的延遲量系數(shù)「0」被變更為延遲量系數(shù)「1」。如圖3所示，隨著延遲量系數(shù)改變?yōu)椤?」，在濾波系數(shù)計(jì)算部17輸出相當(dāng)于延遲量系數(shù)「1」的抽頭系數(shù)a0「7/8」、a1「1/8」。此時(shí)，數(shù)字濾波器18使第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位往延遲的方向移位圖8所示的1時(shí)鐘信號(hào)的1/8。如圖9所示，第二數(shù)字基帶信號(hào)S2可以通過改變抽頭系數(shù)a0、a1來改變振幅方向的值，結(jié)果將相位移位，數(shù)字濾波器18可以輸出延遲了1時(shí)鐘信號(hào)的1/8的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2c。
在數(shù)字濾波器18生成的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2c經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14被輸入到濾波器15。隨后，該濾波器15的輸出信號(hào)和環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)被輸出到加法器114。如圖7所示，在加法器114，利用相加雙方輸出信號(hào)所得的輸出信號(hào)，與上述程序同樣地計(jì)算振幅的最大值W1。
在濾波器系數(shù)計(jì)算部17對先前計(jì)算的輸出信號(hào)的振幅的最大值W0和后計(jì)算的輸出信號(hào)的振幅的最大值W1進(jìn)行比較。隨后，如圖10所示，通過直到輸出信號(hào)S3c的振幅變?yōu)樽钚≈礧min反復(fù)進(jìn)行上述一連操作，能夠求出使輸出信號(hào)S3c的振幅為最小值Wmin的延遲量系數(shù)。該求出的延遲量系數(shù)(抽頭系數(shù)a0，a1)保持在數(shù)字濾波器18，并用于雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差的調(diào)整。
于是，檢測并保持使雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差最小的最佳抽頭系數(shù)a0，a1。在實(shí)際上的雙點(diǎn)調(diào)制處理時(shí)(通常模式時(shí))，信號(hào)輸入部12將要發(fā)送的基帶信號(hào)輸入到分頻比生成部13和數(shù)字濾波器18的兩者。
在圖11表示數(shù)字濾波器18的頻率特性。在圖11中，橫軸表示抽樣頻率[fs]，而豎軸表示增益[dB]。頻率特性D是設(shè)定為延遲量系數(shù)「4」，也就是抽頭系數(shù)a0「4/8」，抽頭系數(shù)a1「4/8」的數(shù)字濾波器18的頻率特性。頻率特性E是設(shè)定為延遲量系數(shù)「5」，也就是抽頭系數(shù)a0「3/8」，抽頭系數(shù)a1「5/8」的數(shù)字濾波器18的頻率特性。另外在本實(shí)施例中，用于第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的延遲調(diào)整的數(shù)字濾波器18的對象是對于抽樣頻率的頻率十分低的頻率。因?yàn)樵趫D11中，在以斜線表示的抽樣頻率較低的范圍呈示平坦的特性，不會(huì)使通過數(shù)字濾波器18的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的絕對幅度產(chǎn)生偏離。
在圖12表示將本實(shí)施例的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10裝備在采用極性調(diào)制發(fā)送方式的無線發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)。如圖12所示，無線發(fā)送裝置20包括振幅相位分離部21、振幅調(diào)制信號(hào)放大器22、上述雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置(頻率合并器)10、高頻功率放大器24、以及天線25。由I(同相)成分和Q(正交)成分構(gòu)成的基帶調(diào)制信號(hào)被輸入到振幅相位分離部21。在該振幅相位分離部21中，將基帶調(diào)制信號(hào)的振幅成分(即，√(I2+Q2))作為振幅調(diào)制信號(hào)輸出到振幅調(diào)制信號(hào)放大器22的同時(shí)，將基帶調(diào)制信號(hào)的相位成分(例如調(diào)制碼元和I軸形成的角度)作為基帶相位調(diào)制信號(hào)輸出到雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10。
雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10以基帶相位調(diào)制信號(hào)(第一數(shù)字基帶信號(hào)S1)對載波信號(hào)(載波頻率數(shù)據(jù))進(jìn)行調(diào)制來生成RF調(diào)制信號(hào)(高頻相位調(diào)制信號(hào))，并將其輸出到高頻功率放大器24。具體來說，如上所述在數(shù)字濾波器18保持使雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差最小的最佳抽頭系數(shù)a0、a1的狀態(tài)下，將要發(fā)送的基帶信號(hào)S1被輸入到分頻比生成部13和數(shù)字濾波器18，進(jìn)行雙點(diǎn)調(diào)制式的調(diào)頻。
高頻功率放大器24由非線性放大器組成，并且高頻功率放大器24的電源電壓值根據(jù)振幅調(diào)制信號(hào)放大器22放大的振幅調(diào)制信號(hào)的值被設(shè)定。由此，對電源電壓值乘以雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10輸出的RF調(diào)制信號(hào)所得的信號(hào)以高頻功率放大器24的增益被放大，并作為發(fā)送信號(hào)由高頻功率放大器24輸出。發(fā)送信號(hào)經(jīng)天線25被發(fā)送。
如上所述，在采用極性調(diào)制發(fā)送方式的無線發(fā)送裝置20，可以將輸入到高頻功率放大器24的RF調(diào)制信號(hào)變?yōu)椴缓穹较虻淖儎?dòng)成分的定包絡(luò)線的信號(hào)，因此作為高頻功率放大器24可以利用高效率的非線性放大器。
如上所述，根據(jù)實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，通過檢測環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上濾波器15的輸出信號(hào)所得的信號(hào)(加法器114的輸出信號(hào))的振幅變化量，并根據(jù)該振幅變化量移位第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位(進(jìn)行延遲調(diào)整)，來減少第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2之間的相位差。因此，在雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10可以減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并提高調(diào)制精度。
再者，根據(jù)實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，因?yàn)闄z測環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)加上濾波器15的輸出信號(hào)所得的信號(hào)的振幅變化量，根據(jù)該振幅變化量調(diào)整數(shù)字濾波器18的抽頭系數(shù)并移位第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位，可以不管時(shí)鐘信號(hào)的頻率速度設(shè)定相位移位量，可以以比時(shí)鐘信號(hào)的頻率速度細(xì)微的相位移位量移位第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位，可以減少第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2之間的相位差。因此，在雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10可以進(jìn)一步地減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并進(jìn)一步地提高調(diào)制精度。
(實(shí)施例2)在本發(fā)明的實(shí)施例2說明在實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中改變用于雙點(diǎn)調(diào)制的輸入定時(shí)調(diào)整模式的數(shù)字基帶信號(hào)的反轉(zhuǎn)法的例子。
如圖13所示，根據(jù)實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10包括信號(hào)輸入部12，對分頻比生成部13和數(shù)字濾波器18輸出第一數(shù)字基帶信號(hào)S1；以及數(shù)字濾波器18(延遲調(diào)整部)，在輸入定時(shí)調(diào)整模式生成將第一數(shù)字基帶信號(hào)S1反轉(zhuǎn)的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的同時(shí)，通過相位移位對該第二數(shù)字基帶信號(hào)S2進(jìn)行延遲調(diào)整并輸出。
如圖14所示，數(shù)字濾波器18的基本結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中的數(shù)字濾波器18相同，它還包括定時(shí)調(diào)整模式切換部185和乘法器186、187。定時(shí)調(diào)整模式切換部185基本上由選擇器組成。在該定時(shí)調(diào)整模式切換部185輸入定時(shí)調(diào)整控制信號(hào)和「+1」、「-1」的反轉(zhuǎn)控制信號(hào)，該定時(shí)調(diào)整控制信號(hào)用于切換定時(shí)調(diào)整模式，并該「+1」、「-1」的反轉(zhuǎn)控制信號(hào)用于在定時(shí)調(diào)整模式中乘以相當(dāng)于抽頭系數(shù)a0、a1各自的輸出信號(hào)，以生成反轉(zhuǎn)第一數(shù)字基帶信號(hào)S1的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2。在通常模式，定時(shí)調(diào)整模式切換部185將輸出信號(hào)「1」輸出到乘法器186、187。
由此，根據(jù)實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，即使信號(hào)輸入部12不具備數(shù)字基帶信號(hào)的反轉(zhuǎn)功能，也能夠以在數(shù)字濾波器18中配備定時(shí)調(diào)整模式切換部185和乘法器186、187的簡單結(jié)構(gòu)來生成數(shù)字基帶信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)。
(實(shí)施例3)在本發(fā)明的實(shí)施例3對于在實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中在輸入定時(shí)調(diào)整模式不使數(shù)字基帶信號(hào)反轉(zhuǎn)的例子進(jìn)行說明。
如圖15所示，根據(jù)實(shí)施例3的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10包括，其基本結(jié)構(gòu)與實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中的信號(hào)輸入部12相同的信號(hào)輸入部12，和其基本結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中的數(shù)字濾波器18相同的數(shù)字濾波器18。在本實(shí)施例，信號(hào)輸入部12將第一數(shù)字基帶信號(hào)S1輸出到分頻比生成部13和數(shù)字濾波器18。在輸入定時(shí)調(diào)整模式和通常模式中，數(shù)字濾波器18生成并輸出與第一數(shù)字基帶信號(hào)S1相同的、沒有被反轉(zhuǎn)的第二數(shù)字基帶信號(hào)S2。
在此，在雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中，雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)為一致的情況下，如圖16所示，對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)(+sin波)S1a加上濾波器15的輸出信號(hào)(+sin波)S2a時(shí)，因?yàn)檩敵鲂盘?hào)S1a和輸出信號(hào)S2a之間沒有相位差，加法器114的輸出信號(hào)S3a則為雙方的輸出信號(hào)S1a和S2a相加所得的最大值的振幅的信號(hào)。也就是說，輸出信號(hào)S3a的振幅與實(shí)施例1的圖5所示的輸出信號(hào)S3a的振幅相反。相對于此，在輸入定時(shí)為不一致的情況下，如圖17所示，對環(huán)路濾波器113的輸出信號(hào)S1b加上濾波器15的輸出信號(hào)S2b時(shí)，輸出信號(hào)S1b和輸出信號(hào)S2b的相位差引起加法器114的輸出信號(hào)S3b的振幅減少。
根據(jù)如上所述的PLL電路11的加法器114的輸出信號(hào)S3的振幅變化量，在延遲量系數(shù)計(jì)算部(濾波器系數(shù)計(jì)算部17)可以利用與實(shí)施例1相同的步驟來計(jì)算延遲量系數(shù)(抽頭系數(shù))，并且延遲量調(diào)整部(數(shù)字濾波器18)可以根據(jù)該延遲量系數(shù)(抽頭系數(shù))對第二數(shù)字基帶信號(hào)S2進(jìn)行延遲控制。
因此，根據(jù)本實(shí)施例的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，可以減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并提高調(diào)制精度。再者，在雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10中不需要使第二數(shù)字基帶信號(hào)S2對第一數(shù)字基帶信號(hào)S1反轉(zhuǎn)，因此可以削減生成該反轉(zhuǎn)信號(hào)的電路結(jié)構(gòu)。
(實(shí)施例4)本發(fā)明的實(shí)施例4說明將圖13所示的實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10的數(shù)字濾波器18插入在信號(hào)輸入部12和分頻比生成部13之間的例子。也就是說，如圖18所示，實(shí)施例4的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10包括輸入由信號(hào)輸入部12輸出的第一數(shù)字基帶信號(hào)S1、并將該第一數(shù)字基帶信號(hào)S1輸出到分頻比生成部13的數(shù)字濾波器18。在實(shí)施例1至3中的各個(gè)雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10都在第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的供給路徑配備了數(shù)字濾波器18，在實(shí)施例4的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10在第一數(shù)字基帶信號(hào)S1的供給路徑配備了數(shù)字濾波器18。
如上所述，根據(jù)實(shí)施例4的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，通過在輸入定時(shí)調(diào)整模式對第一數(shù)字基帶信號(hào)S1進(jìn)行延遲控制，檢測并保持使雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)之差最小的最佳抽頭系數(shù)。而在實(shí)際上的雙點(diǎn)調(diào)制處理時(shí)(通常模式時(shí))，通過有數(shù)字濾波器18使用上述最佳抽頭系數(shù)對輸入到分頻比生成部13的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行延遲調(diào)整，能夠減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并提高調(diào)制精度。
(實(shí)施例5)本發(fā)明的實(shí)施例5說明將如圖13所示的實(shí)施例2的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10和如圖18所示的實(shí)施例4的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10結(jié)合的例子。也就是說，如圖19所示，實(shí)施例5的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10包括插入在信號(hào)輸入部12和分頻比生成部13之間的第一數(shù)字濾波器18A和插入在信號(hào)輸入部12和數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器14之間的第二數(shù)字濾波器18B。第一數(shù)字濾波器18A被配備在第一數(shù)字基帶信號(hào)S1的供給路徑上，并對該第一數(shù)字基帶信號(hào)S1進(jìn)行延遲控制。第二數(shù)字濾波器18B被配備在第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的供給路徑上，并對該第二數(shù)字基帶信號(hào)S2進(jìn)行延遲控制。
如上所述，根據(jù)實(shí)施例5的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，通過在輸入定時(shí)調(diào)整模式對第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和第二數(shù)字基帶信號(hào)S2進(jìn)行延遲控制，檢測并保持使雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)之差最小的最佳抽頭系數(shù)。而在實(shí)際上的雙點(diǎn)調(diào)制處理時(shí)(通常模式時(shí))，通過第一數(shù)字濾波器18A使用上述最佳抽頭系數(shù)對輸入到分頻比生成部13的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行延遲調(diào)整的同時(shí)，而且第二數(shù)字濾波器18B使用上述最佳抽頭系數(shù)對輸入到D/A轉(zhuǎn)換器14的基帶信號(hào)進(jìn)行延遲調(diào)整，來能夠減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并提高調(diào)制精度。
(實(shí)施例6)在上述實(shí)施例1的圖12說明了將本發(fā)明的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10裝備在采用極性調(diào)制發(fā)送方式的無線發(fā)送裝置中的例子，但本發(fā)明的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置不限于采用極性調(diào)制發(fā)送方式的無線發(fā)送裝置，可以用于其他各種無線發(fā)送裝置中，甚至可以用于包括接收功能的各種無線通信裝置中。
圖21表示裝備了本發(fā)明的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10的無線發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)的例子。無線發(fā)送裝置30包括上述雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置(頻率合并器)10、放大器31以及天線25。如上所述，雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10檢測使雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)之差最小的最佳抽頭系數(shù)并將其保持之后，在通常發(fā)送模式時(shí)由數(shù)字濾波器使用上述最佳抽頭系數(shù)對基帶信號(hào)進(jìn)行延遲調(diào)整，并且以基帶信號(hào)對載波信號(hào)(載波頻率數(shù)據(jù))進(jìn)行調(diào)制來生成RF調(diào)制信號(hào)(高頻相位調(diào)制信號(hào))，并將其輸出到放大器31。由放大器31放大的發(fā)送信號(hào)經(jīng)天線25被發(fā)送。由此，在無線發(fā)送裝置30，通過利用改善了調(diào)制精度的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，能夠發(fā)送高質(zhì)量的發(fā)送信號(hào)。
圖22表示裝備了本發(fā)明的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的無線通信裝置的結(jié)構(gòu)的例子。無線通信裝置40包括具有上述雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10和放大器31的無線發(fā)送部41、對接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理等預(yù)定接收處理的無線接收部42、切換發(fā)送信號(hào)和接收信號(hào)的共用器43、以及天線25。由此，在無線通信裝置40，通過利用改善了調(diào)制精度的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置10，能夠發(fā)送高質(zhì)量的發(fā)送信號(hào)。
本發(fā)明不限于上述實(shí)施例，在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)各種應(yīng)用和修改。
本申請基于在2004年3月2日申請的日本專利申請第2004-57523號(hào)，其全部內(nèi)容都包含于此以資參考。
權(quán)利要求
1.一種雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，包括PLL電路；分頻比設(shè)定部，根據(jù)第一數(shù)字基帶信號(hào)和載波信號(hào)設(shè)定上述PLL電路的分頻器的分頻比；信號(hào)加法部，在上述環(huán)路濾波器的輸出信號(hào)上加上第二數(shù)字基帶信號(hào)；延遲量系數(shù)計(jì)算部，根據(jù)對上述輸出信號(hào)加上第二數(shù)字基帶信號(hào)所得的信號(hào)的振幅變化量，計(jì)算延遲量系數(shù)；延遲調(diào)整部，根據(jù)上述延遲量系數(shù)移位上述第一數(shù)字基帶信號(hào)和第二數(shù)字基帶信號(hào)中的其中之一的相位，減少上述第一數(shù)字基帶信號(hào)和第二數(shù)字基帶信號(hào)之間的相位差。
2.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述延遲量系數(shù)計(jì)算部包括用于存儲(chǔ)上述延遲量系數(shù)的信息的存儲(chǔ)表。
3.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述延遲調(diào)整部是一種數(shù)字濾波器，將上述延遲量系數(shù)計(jì)算部計(jì)算出的延遲量系數(shù)作為抽頭系數(shù)，并根據(jù)該抽頭系數(shù)來移位上述第一數(shù)字基帶信號(hào)或上述第二數(shù)字基帶信號(hào)中的其中之一的相位。
4.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述延遲量系數(shù)計(jì)算部和上述延遲調(diào)整部將上述第一數(shù)字基帶信號(hào)和上述第二數(shù)字基帶信號(hào)相加，通過檢測出該加法結(jié)果的振幅值為最大值的點(diǎn)來將延遲差調(diào)整為最小。
5.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述延遲量系數(shù)計(jì)算部和上述延遲調(diào)整部將上述第一數(shù)字基帶信號(hào)和反轉(zhuǎn)上述第一數(shù)字基帶信號(hào)的上述第二數(shù)字基帶信號(hào)相加，通過檢測出該加法結(jié)果的振幅值為最小值的點(diǎn)來將延遲差調(diào)整為最小。
6.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，還包括信號(hào)反轉(zhuǎn)部，使上述第二數(shù)字基帶信號(hào)對上述第一數(shù)字基帶信號(hào)反轉(zhuǎn)。
7.如權(quán)利要求6所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述信號(hào)反轉(zhuǎn)部被配備在供給上述第一數(shù)字基帶信號(hào)和上述第二數(shù)字基帶信號(hào)的信號(hào)輸入部內(nèi)，或者被配備在上述延遲調(diào)整部內(nèi)。
8.如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置，其中，上述延遲調(diào)整部被配備在上述第一數(shù)字基帶信號(hào)的供給路經(jīng)或上述第二數(shù)字基帶信號(hào)的供給路經(jīng)的任一者中，或者被配備在上述第一數(shù)字基帶信號(hào)的供給路經(jīng)和上述第二數(shù)字基帶信號(hào)的供給路經(jīng)的兩者中。
9.一種具備如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的無線發(fā)送裝置。
10.一種具備如權(quán)利要求1所述的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置的無線通信裝置。
全文摘要
提供一種能夠減少雙點(diǎn)調(diào)制之間的輸入定時(shí)差，并能夠提高調(diào)制精度的雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置。雙點(diǎn)調(diào)制式調(diào)頻裝置(10)包括PLL電路(11)；分頻比生成部(13)，根據(jù)第一數(shù)字基帶信號(hào)S1和載波信號(hào)設(shè)定分頻器(111)的分頻比；加法器(114)，在環(huán)路濾波器(113)的輸出信號(hào)上加上第二數(shù)字基帶信號(hào)S2；延遲量系數(shù)計(jì)算部(濾波系數(shù)計(jì)算部(17))，根據(jù)加法器(114)的輸出信號(hào)的振幅變化量計(jì)算延遲量系數(shù)；以及延遲調(diào)整部(數(shù)字濾波器(18))，根據(jù)延遲量系數(shù)移位第一數(shù)字基帶信號(hào)S1或第二數(shù)字基帶信號(hào)S2的相位，減少相位差。
文檔編號(hào)H03D3/24GK1665140SQ20051005295
公開日2005年9月7日 申請日期2005年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月2日
發(fā)明者吉川博幸, 平野俊介, 岡達(dá)人 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社