專利名稱：高效放大的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在電源電壓可選的結構中對電源電壓的控制。本發(fā)明具體地但并非唯一地涉及對放大器(如具有寬動態(tài)范圍的寬帶射頻(RF)放大器)的電源電壓的控制。
背景技術：
晶體管放大器對于特定輸入功率具有峰值效率，該輸入功率是幾何結構(即，電路元件和設計)、負載和電源電壓的函數(shù)。在常規(guī)的射頻(RF)功率放大中，這些特性基于所期望的峰值輸入電平而固定。對于輸入信號具有寬動態(tài)范圍的放大器，該輸入信號很少達到峰值電平而經常工作在峰值電平以下。因此，放大器可能表現(xiàn)出低的整體效率。
放大器效率低這個問題的一個解決方案是響應于輸入信號來改變上述特性(幾何結構、負載、電源電壓)中的一個或更多個。改變這些特性中的一個或更多個的技術在本領域是公知的。
改變設備幾何結構和負載的技術傾向于極度依賴所使用的具體功率放大器的拓撲結構，并且通常會出現(xiàn)復雜的RF問題。在生產中重復這種設計通常是個問題。
在本技術領域中已知多種根據(jù)電源電壓來提高放大器效率的技術。在基于電源電壓的效率提高方案中，主要存在兩類解決方案。這些解決方案是(i)包絡消除和恢復，以及(ii)包絡跟蹤。
包絡消除和恢復需要放大器被飽和驅動，并且通過放大器電源來施加所有包絡信息。當使用高調制帶寬時，該技術傾向于通常過于需要電源調制器，因此在實際應用中用途有限。
通過包絡跟蹤，基本上以線性方式驅動放大器。包絡跟蹤需要能夠提供高調制功率帶寬的高效電源。在已知技術中，切換模式脈寬調制器(一般稱作S類)用于實現(xiàn)到功率放大器的有效可變電源。然而，為了在全帶寬內工作，該電源必須多次切換調制帶寬，然而過高的切換速度導致調制器效率低下。
在另一現(xiàn)有技術的包絡跟蹤技術中，提供了多個高效中間電源，并且按照包絡電平的需要來切換這些電源。該切換產生了瞬間干擾，該瞬間干擾降低了高階互調產品的譜特性，并由于引入了依賴于電源的非線性以及依賴于輸入的非線性而難于實現(xiàn)線性。
在該技術的進一步變型中，電源的切換與線性放大器組合，以提供切換電平之間的平滑過渡并無需依賴于電源來實現(xiàn)線性。這種形式的包絡跟蹤的目的是為每一個包絡電平提供唯一的電源電壓值。然而，不影響跟蹤速度能力而實現(xiàn)這個目標是個問題。
本發(fā)明的目的是提供一種基于經改善的電源電壓的效率提高方案，該效率提高方案優(yōu)選地解決了一個或更多個上述問題。

發(fā)明內容
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種電源級，包括參考裝置，用于提供表示目標電源電壓的參考信號；選擇裝置，用于根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個；調整裝置，用于接收所選電源電壓和所述參考信號，并且所述調整裝置適合于根據(jù)所選電源電壓和所述參考信號產生跟隨所述參考信號的經調整的所選電源電壓。
該電源級可以用于放大器，參考信號表示所述放大器的輸入信號的包絡。
該調整裝置可以包括AC放大器。所選電源電壓可以在所述電源電壓和參考信號電平之間具有最小絕對值差。
可以連接有AC放大器，以放大參考信號與所選擇的電源電壓的表示之間的差。調整裝置可以包括用于將經放大的差與所選擇的電源電壓進行求和的裝置。
所選電源電壓的表示可以是電源電壓本身。所選擇的電源電壓的表示可以是經調整的所選電源電壓。經調整的所選電源電壓可以是該電源級的輸出。
調整裝置還可以包括高頻放大器?？梢赃B接高頻放大器，以放大參考信號與經調整的電源電壓的表示之間的差。調整裝置可以包括用于對經放大的差與經調整的電源電壓進行求和以產生進一步調整的電源電壓的裝置。經調整的電源電壓的表示可以是經調整的電源電壓本身。經調整的電源電壓的表示可以是經過進一步調整的電源電壓。經過進一步調整的電源電壓可以形成該電源級的輸出。
還可以在調整裝置的輸入處設置內插裝置，以內插所選擇的電源電壓。該內插裝置包括電感-電容結構。
還可以設置用于對AC放大器進行DC箝位的裝置。該用于執(zhí)行DC箝位的裝置可以響應于對小于經調整的電源電壓的參考信號的檢測。
可以設置用于延遲參考信號的延遲元件。還可以設置用于從AC放大器中移除DC分量的低DC調整裝置。
調整裝置可以包括多個級聯(lián)校正電路。該調整裝置可以包括兩個或更多個級聯(lián)校正電路。
可以設置延遲元件，用于補償信號放大器和電源控制輸入之間的延遲的差。
在另一方面中，本發(fā)明提供了一種射頻放大級，包括放大器，用于接收要放大的輸入信號和電源電壓；以及電源電壓級，用于提供所述電源電壓，其包括用于提供對輸入信號的包絡進行表示的參考信號的裝置；用于根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個的裝置；以及用于產生經調整的所選電源電壓的裝置，包括用于放大所述參考信號與所選電壓電平或所述經調整的所選電壓電平中的一個之間的差的AC放大器，以及用于對所述經放大的差與所選電源電壓進行求和，從而產生所述經調整的電源電壓的求和器。
所述用于產生經調整的所選電源電壓的裝置還可以產生經進一步調整的電源電壓，并且還包括RF放大器，用于對參考信號與所述經調整的電源電壓或所述經進一步調整的電源電壓中的一個之間的差進行放大；以及求和器，用于對經過如此放大的差與經調整的電源電壓進行求和，由此產生經進一步調整的電源電壓。
所述經調整的電源電壓或所述經進一步調整的電源電壓之一形成到所述放大器的電源電壓。
在另一方面中，本發(fā)明提供了一種控制電源級的方法，包括提供表示目標電源電壓的參考信號；根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個；根據(jù)所選電源電壓和所述參考信號產生跟隨所述參考信號的經調整的所選電源電壓。
所述參考信號可以表示到放大器的輸入信號的包絡，所述電源級向所述放大器提供電源?？梢詫⒖夹盘柵c所選電源電壓的表示之間的差進行AC放大?？梢詫涍^放大的差與所選電源電壓進行求和，以形成經調整的電源電壓?？梢詫⒖夹盘柵c經調整的電源電壓的表示之間的差進行RF放大。
可以對經過放大的差與經過調整的電源電壓進行求和，以形成進一步調整的電源電壓。該方法還可以包括在所述產生經調整的電源電壓的步驟之前的內插步驟。
該方法還可以包括AC放大步驟。
本發(fā)明提供了用于維持電源電流的受控電壓源，其與電源電壓源串聯(lián)連接，從而兩個電壓源中流過相同的電流。


下面參照附圖以示例的方式說明本發(fā)明，附圖中圖1示出了實施本發(fā)明概念的RF放大級的框圖；圖2(a)示出了包絡跟蹤電源電壓變化的概念，以及與之有關的問題；圖2(b)示出了本發(fā)明所提供的改進的原理；圖3詳細示出了根據(jù)本發(fā)明的圖1的包括校正路徑的RF放大級的實現(xiàn)；
圖4示出了圖1的校正路徑的改進示例實現(xiàn)；圖5(a)和5(b)示出了本發(fā)明實施例中的校正路徑的另選實現(xiàn)；圖6示出了圖1的RF放大級的DC控制回路的示例實現(xiàn)；圖7示出了本發(fā)明的優(yōu)選實施例的工作原理；圖8示出了圖1的RF放大級的延遲元件的示例實現(xiàn)；而圖9示出了根據(jù)圖1的實現(xiàn)的RF放大級的效率提高。
具體實施例方式
以下通過具體示例并特別地參照優(yōu)選實施例來說明本發(fā)明。本領域的技術人員應該理解，本發(fā)明并不限于此處給出的特定實施例。具體地，此處通過參照RF放大級來說明本發(fā)明。然而，更一般地，本發(fā)明可以應用于其中需要在多個電壓電源之間切換的任意結構。
參照圖1，圖中示出了根據(jù)本發(fā)明的總體原理的RF放大級100。該RF放大級100包括RF放大器102、電源電壓選擇塊106、包絡檢測器104，以及電源電壓調整塊108。
電源電壓選擇塊106接收各個輸入線路1321-1324上的四個電源電壓V1-V4。從電源電壓選擇塊106將所選擇的電源電壓在線路120上輸出。RF放大級100接收線路110上的RF輸入信號RFIN。包絡檢測器104具連接到線路110的輸入114，由此檢測RF輸入信號。包絡檢測器將線路118上的輸出提供給電源電壓選擇塊106，以提供進行電源電壓選擇所必需的信息。另外，并且根據(jù)本發(fā)明，包絡檢測器104將線路116上的第二輸出提供給電源電壓調整塊108。另外，電源電壓調整塊108還接收線路120上的電源電壓選擇塊的輸出。電源電壓調整塊108為RF放大器102產生線路122上的經調整的電源電壓。線路122上的經調整的電源電壓優(yōu)選地形成電源電壓調整單元108的反饋輸入。如以下所討論的，本發(fā)明的實施例中優(yōu)選地采用反饋結構，盡管也可以使用前饋結構。
如以下進一步詳細討論的，電源電壓調整單元108根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的原理來工作，根據(jù)線路116上的信號和線路122上的經反饋調整的電源電壓，調整線路122上的電源電壓信號，并將線路122上的經調整的電源電壓VS提供給RF功率放大器102。RF功率放大器接收線路110上的RF輸入信號作為其信號輸入。RF放大器102在線路112上提供RF輸出信號RFOUT。
下面將進一步說明根據(jù)本發(fā)明的RF放大級100的操作。但是首先參照圖2(a)，其示出了包絡跟蹤電源電壓的概念，以及與之相關的問題。參照圖2(a)，圖中示出了電壓與時間的曲線圖。在電壓軸上，示出了與提供至圖1的RF放大級的電源電壓選擇塊106的電壓電平相對應的四個特定電壓電平V1-V4。應該注意，提供四個電壓電源是示例性的，而實際上RF放大級可以根據(jù)實現(xiàn)要求設置有更多或更少的電壓電源。
圖2(a)的曲線202示出了到RF放大級的RF輸入信號(即線路110上的信號)的電壓包絡。虛曲線206示出了這種RF輸入信號的理想電壓電源包絡。從圖中可以看出，虛曲線206跟蹤RF輸入信號包絡202，以對于當前的輸入信號電平提供理想電源。從而，理想的電源電壓避免了能量的浪費，并且因此非常有效。
階躍曲線204表示基于四級開關電源電壓的RF功率放大器的典型電壓源，該階躍曲線204反映了現(xiàn)有技術實現(xiàn)中的典型性能。當RF輸入信號的包絡達到電壓電平V1-V4時，電源電壓被適當切換。由此可以從圖2(a)中看出，電源電壓204在四個電源電壓電平之間跳躍。因此，RF放大器的電源電壓電平經常過大。如陰影區(qū)域208所示，通常，現(xiàn)有技術的階躍電源電壓實現(xiàn)較之理想方案效率低很多。圖2(a)中的陰影區(qū)域208表示浪費的能量，對應于理想電平之上并且因此非必要的電源電壓電平。參照圖2(b)，該圖示出了根據(jù)本發(fā)明而實現(xiàn)的效率提高。階躍曲線205示出了通過經切換的電源電壓而產生的電壓源。如下所述，通過電源電壓選擇塊而提供的電源電壓205在包絡202的上下追隨。在優(yōu)選實施例中，由于使用了電源電壓調整塊108中的AC放大器而提供了這種功能。本發(fā)明的實施例得到了放大器的實用電源電壓，其更符合理想電源電壓206，從而提高了效率并且得到了與理想電壓206靠得更近的放大器最終電壓。如下文將要討論的，在一實施例中，電源電壓選擇塊可以在其輸出側提供與圖2(a)中的函數(shù)204相同的階躍函數(shù)。在這種配置中，在電源電壓選擇塊的輸出側之間提供了DC偏置，以提供與圖2(a)的函數(shù)205相同的函數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明以及下文進一步說明的實施例，圖1的RF放大級提供了一種改進方案，其中經切換的電源電壓更加緊密地追隨理想電源電壓包絡，如圖2(b)所示，并且使浪費的能量最小，因此使效率最大。
根據(jù)本發(fā)明的RF放大級100包括RF放大器102，RF放大器102可以通過電源電壓選擇塊106和電源電壓調整塊108連接至多個有效產生的DC電源(V1-V4)之一。電源電壓選擇塊106和電源電壓調整塊108的功能是盡可能緊密地逼近輸入信號的包絡，而不帶來如圖2(a)中的陰影區(qū)域208所示的額外能量浪費。
通常，如果對于要放大的RF輸入信號選擇了理想的電源電壓，則電源電壓選擇塊106將所選擇的電源電壓連接至線路120上的輸出。電源電壓調整塊108用于以如下方式向RF放大器102施加線路120上的經適當調整的電源電壓逼近放大器電源處的包絡跟蹤，但是并不會減小與用于提供RF放大器電源電壓的全范圍的線性設備相關的帶寬或效率。該配置使得放大器可以在高調制帶寬處實現(xiàn)高效。
參照圖3，該圖示出了根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的圖1的RF放大級的優(yōu)選實現(xiàn)。其中與圖1所示的元件相對應的RF放大級100的元件使用了相同的標號。
與圖1相同，RF放大級100包括包絡檢測器104、電源電壓選擇塊106、RF放大器102，以及電源電壓調整塊108。在圖1中，包絡檢測器104被示為在線路118和116上提供兩個不同的輸出。在圖3的實施例中，包絡檢測器104在線路340上提供了單個輸出，其提供了到電源電壓選擇塊106的輸入以及到延遲元件304的輸入。線路334上的延遲元件304的輸出形成到數(shù)模轉換器(DAC)306的輸入，數(shù)模轉換器306提供了線路332上的輸入，該輸入形成與圖1的線路116上的信號相同的到電源電壓調整塊108的輸入。RF放大器102在其輸入側還配有延遲元件302，從而線路110上的RF輸入信號形成到延遲元件302的輸入，并且線路346上的延遲元件的輸出形成到RF放大器102的輸入。注意，在實際實現(xiàn)中，延遲302另選地可以連接在采樣114和包絡檢測器104之間的路徑中，而不是RF放大器之前的路徑中。該延遲元件優(yōu)選地放置在具有最小延遲的路徑(電源或RF放大器)中。電源電壓調整塊108通常包括空載(idler)310、第一反饋電路342和第二反饋電路344?？蛰d310接收線路120上的電源電壓選擇塊106的輸出。空載310提供線路324上輸出，該輸出形成到第一反饋電路342的加法器314的第一輸入。在線路326上提供加法器314的輸出，并且該輸出形成第一反饋電路342的輸出。另外，線路326上的信號形成了到減法器316的第一輸入。通過DAC 306的在線路332上的輸出來提供減法器316的第二輸入。在線路328上提供減法器316的輸出，并且該輸出形成到AC放大器312的輸入，該AC放大器312的在線路330上的輸出形成到加法器314的第二輸入。第二反饋電路344被構造為類似于第一反饋電路342。通過第一反饋電路342的在線路326上的輸出來提供到第二反饋電路344的輸入，該第一反饋電路342的輸出形成了到第二反饋電路的加法器318的第一輸入。加法器318的在線路348上的輸出形成了到減法器322的第一輸入，該減法器322的第二輸入是由DAC 306的在線路332上的輸出形成的。減法器322的在線路336上的輸出形成了到HF放大器320的輸入，HF放大器320的在線路338上的輸出形成了加法器318的輸入。加法器318的在線路348上的輸出還形成線路122上的到RF放大器102的電源電壓輸入VS。
因此，通常，每個反饋電路都接收輸入電壓并輸出經調整的所述電壓。根據(jù)反饋電路的輸出(限定了反饋路徑)和參考信號來執(zhí)行調整，該參考信號在所述實施例中是由包絡檢測器104的輸出形成的。
電源電壓調整塊108用于向RF放大器102提供經調整的電壓電平，該經調整的電壓電平跟隨表示RF放大器的輸入的包絡的電壓電平，但是卻具有與由電源電壓選擇塊106的輸出所提供的大輸出電流相對應的大輸出電流。
下面對圖3的RF放大級100的操作的總體原理進行說明。包絡檢測器104和電源電壓選擇106提供了最小化的損耗預測前饋路徑，該前潰路徑逼近所需的電壓源跟蹤波形。包絡檢測器104在其輸出線路340上提供檢測到的線路110上的RF輸入信號的包絡，該信息被提供至電源電壓選擇塊106。
優(yōu)選地實現(xiàn)為接續(xù)網(wǎng)絡(splicer network)的電源電壓選擇塊106連接到多個(在該實施例中，為4個或5個)固定的高效DC電源。接續(xù)網(wǎng)絡優(yōu)選地是如下晶體管和二極管的網(wǎng)絡，其被特別設計為以最小的交換瞬間將所選擇的電源電壓連接至線路120上的輸出。電源電壓選擇106優(yōu)選地對包絡檢測器104的輸出進行操作，以隨著由RF輸入信號的包絡檢測器104表示的電壓電平在與各個電源電壓相對應的閾值電壓電平的上下升降，而在該電源電壓選擇106的輸入處所提供的電壓之間切換。這樣，電源電壓選擇塊106在其輸出120上提供電源電壓V1-V4中合適的一個。
用于提供如圖2(b)所示的電壓函數(shù)205的電源電壓選擇塊的實現(xiàn)處于本領域技術人員的理解范圍內。在優(yōu)選實現(xiàn)中，DSP以“溫度計碼(thermometer code)”格式提供數(shù)字信號(例如，0000，0001，0011，0111，1111)。接續(xù)網(wǎng)絡優(yōu)選地是二極管和晶體管結構，這種結構通過切換至表示電平“1”邏輯信號的最高電壓電平來響應于該經數(shù)字編碼的信號。通過該接續(xù)網(wǎng)絡中實現(xiàn)的電路功能關閉所有較低的電平開關，而不受DSP的干涉。
如上所述，在另選結構中，電源電壓選擇塊106可以輸出諸如圖2(a)中的函數(shù)204的函數(shù)，并且可以在其輸出側設置DC偏置電路。通過以下說明，具備諸如圖2(b)中的函數(shù)205的函數(shù)的必要性將變得明了。
以下進一步說明位于DAC 306的輸入側的延遲塊304的用途。通常，該延遲塊保證放大級中的信號的定時為同步。
基于RF輸入信號是數(shù)字信號的情況而設置了DAC 306。然而，本發(fā)明并不限于數(shù)字應用。DAC 306將線路340上的經由延遲元件304提供的包絡檢測器輸出轉換為模擬格式，以作為線路332上的到電源電壓調整塊108的輸入。
空載310以及第一和第二反饋電路342和344對線路120上的所選電源電壓進行操作，以將線路122上的改進并且有效的電源電壓信號提供給RF放大器。
空載310對線路120上的其輸入側的信號提供內插，以產生線路324上的輸出?？蛰d310優(yōu)選地是由低損耗能量存儲元件構成的電路，并且用于以最優(yōu)的方式對通過電源電壓選擇塊106的接續(xù)網(wǎng)絡提供的能量進行再分配，以提高放大器效率并減少不需要的發(fā)射。
第一反饋電路342是校正AC反饋電路或校正電路，并用于對線路324上的預測前饋路徑的輸出進行精確校正。AC反饋電路342提高了效率。
第二反饋電路是低功率高頻校正電路，用于從第一反饋電路的輸出中去除任何殘留的高頻毛刺。
應該注意，盡管圖3的優(yōu)選實施例示出了以級聯(lián)結構連接的兩個反饋電路，但是本發(fā)明并不限于這種結構?？梢栽O置單個反饋電路或者多于兩個的任意數(shù)量的反饋電路。如果設置了單個反饋電路，則其優(yōu)選為AC反饋電路。還應該注意，空載310在本發(fā)明中不是要點，但是在優(yōu)選實施例中使用了它。此外，可以通過在級聯(lián)的某些或全部校正塊中使用(多個)前饋電路，來實現(xiàn)電源電壓調整塊。
通常，可以認為電源電壓選擇塊106和包絡檢測器104形成了最小損耗預測反饋路徑，該最小損耗預測反饋路徑提供了對于RF放大器的電源電壓所需的跟蹤波形的逼近。使用過程中，空載310的輸出形成了前饋路徑的輸出。
通常，在優(yōu)選實施例中，電源電壓調整塊108包括校正反饋路徑。當然，如果提供了該校正反饋路徑，則空載310不形成該路徑的部分。電源電壓調整塊108可以包括多個校正反饋路徑。如果設置了多個校正反饋路徑，則優(yōu)選地設置為級聯(lián)方式。如以下進一步說明的，在實施例中，為了克服AC反饋和DC跟蹤的任何限制，優(yōu)選地在電源電壓調整塊108中設置箝位和DC恢復裝置。
為了消除RF放大級100的預測和校正部分之間的任何不同的延時，優(yōu)選地設置延遲塊304。將延遲元件302插入在RF輸入信號路徑中，以補償放大級100的延遲。
下面進一步說明電源電壓調整塊108的操作。DAC 306在線路332上有效提供由電源電壓調整塊108使用的參考信號。線路332上的信號表示由包絡檢測器104檢測到的RF輸入信號的包絡，因此其表示了為了實現(xiàn)最大效率在任一瞬時應該提供給RF放大器102的電源電壓的參考電平。該包絡對應于以上圖2(b)的包絡。
電源電壓選擇塊106所提供的線路120上的信號對應于以上圖2(b)的階躍函數(shù)205。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，電源電壓選擇塊圍繞最近的電源電壓電平，如圖2(b)所示，而現(xiàn)有技術總是向上截短，如圖2(a)中的曲線204所示。RF放大級100的用途是獨立于線路332上的參考信號來調節(jié)線路120上的階躍函數(shù)，以在電源電壓輸入側向RF放大器提供信號，該信號緊密地接近圖2(b)中虛線206所表示的理想電源電壓。
如上所述，空載310不是本發(fā)明的要點?？蛰d優(yōu)選地是設置在電源電壓選擇塊106的輸出側的用來提高效率的電抗LC(電感-電容)組合?？蛰d可以存儲來自電源電壓選擇塊的能量并根據(jù)放大器的需要釋放該能量，空載的添加提高了RF放大級在獲得對放大器的最佳電源需求的更接近匹配時的效率。該空載電路因此有助于提高效率，以快速改變波形以及減少不需要的發(fā)射。
空載的使用在對電源電壓選擇塊的輸出進行平滑方面非常有益。然而，應該注意，在試圖提供與電源電壓調整塊108相當?shù)男Ｕ龝r，形成從空載到電源電壓選擇塊的反饋回路將不會提供實際的方案。同時，空載有利地平滑了電源電壓選擇塊的輸出，如同其名稱所暗示的，它以速度為代價來執(zhí)行該操作?？蛰d太慢，以至于無法并入校正反饋回路，因此實際的校正電路不會以這種方式來實現(xiàn)。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，在電源電壓調整塊中提供反饋回路得到了寬帶寬的快速校正回路。對于前潰情況也可獲得類似的優(yōu)點。
第一反饋電路342的AC校正放大器312需要其輸出側的AC信號。這是通過圍繞最接近的電源電壓電平而不是截短到最高電平的電源電壓選擇塊來實現(xiàn)的。這種階躍函數(shù)是AC校正進行工作所必需的。從圖2(b)可以看出，AC放大器312的輸入是電源電壓信號和參考信號之間的差。如果電源電壓信號交替位于參考信號的上方和下方，則該輸入只能是AC信號，因此產生了對于放大器312的可用輸入。
圍繞電壓選擇塊106中的電源電壓而不是象現(xiàn)有技術那樣截短它們的處理等效于較之現(xiàn)有技術系統(tǒng)使電源的有效數(shù)量加倍。
該加倍是通過使與現(xiàn)有技術有關的誤差減半而有效實現(xiàn)的。所以對于所提供的相同數(shù)量的電源，利用本發(fā)明，錯誤得以減半，從而效率是現(xiàn)有技術中相同數(shù)量電源的兩倍。另選地，可以認為本發(fā)明只通過現(xiàn)有技術所需電源一半的數(shù)量而提供了與現(xiàn)有技術系統(tǒng)相同的誤差。
第一反饋電路的減法器316有效接收電源電壓選擇塊106的電流輸出和線路332上的包絡參考信號。因此，減法器316在線路328上的輸出是這兩個信號之間的差，該差表示了與理想電壓電源332相比在電源電壓選擇塊的輸出側的信號中的誤差。然后將線路330上的被放大的誤差信號添加到電源電壓選擇塊106的輸出，以在線路326上提供用于補償誤差的電源電壓信號。AC放大器312必須將具有高峰值的誤差信號處理為平均比率，因此將AC放大器312優(yōu)選地通過多個開關電源實現(xiàn)為G類放大器，以實現(xiàn)最佳效率。放大器312所處理的功率電平比電源電壓塊106的要低很多，因此其可以實現(xiàn)為更小、更快的設備。
第二反饋電路344提供了額外的校正裝置。進一步的校正裝置可以根據(jù)需要而添加，并且可以僅需要一個校正裝置。電源電壓調整塊108的校正電路有效迫使RF放大器的電源電壓在寬頻率范圍內緊密地跟隨包絡檢測器104所提供的參考。
加法裝置314和318優(yōu)選地可以實現(xiàn)為變壓器。
電源電壓選擇塊106(優(yōu)選地包括含有開關矩陣的接續(xù)器)優(yōu)選地受數(shù)字信號處理裝置的控制，該數(shù)字信號處理裝置還可以包括延遲元件302和304、DAC 306和包絡檢測器104。包括各種相關元件的這種數(shù)字信號處理裝置的具體實現(xiàn)，將落入本領域技術人員的理解范圍之內。
利用多個被切換的電源電壓來實現(xiàn)第一反饋電路342的AC放大器312有利地意味著，到RF放大器102的電源電壓的數(shù)量會急劇增大。例如，如果AC放大器312與m個電源電壓相連，并且主電源電壓選擇與n個電源電壓相連，則可用于RF放大器102的電源電壓的總數(shù)為m*n。如上所述，使用在電源電壓選擇塊中往復的電源電壓有效地使電源的數(shù)量加倍，從而電源的總數(shù)可以變?yōu)?*m*n。
本發(fā)明的該實施例提供了大量優(yōu)勢。如上所述，小尺寸的放大器312意味著它不會涉及與電源電壓選擇塊106相關的問題，這些問題是本發(fā)明想要克服的問題。電源電壓調整塊108的包絡跟蹤反饋回路不需要任何大體積設備，或者設置在預測前潰路徑而非反饋回路中的高電流大體積設備。因此，包絡跟蹤回路的功率帶寬得到了很大的增加。
參照圖4，該圖示出了為了向放大器312提供可變電源電壓而對該放大器312進行調整?？梢愿鶕?jù)本領域公知的技術來為放大器提供這種可變電源。如圖4所示，設置有電壓選擇器402，其接收與該放大器的信號輸入相連的線路408的輸入。線路408上的輸入表示輸入信號的振幅。電壓選擇器402還接收多個電源電壓，例如線路406和404上的兩個電源電壓Vx和Vy。電壓選擇器402選擇其中一個電源電壓作為線路410上的輸出，從而作為放大器的電源電壓。獨立于線路408上的包絡來選擇電源電壓Vx和Vy。
利用可選電源電壓來實現(xiàn)放大器312并不限于這種結構。例如，可以在DSP的控制下獲得該實現(xiàn)。
如以下進一步討論的，在優(yōu)選實施例中，箝位和恢復裝置的使用免除了對任何DC校正反饋的需求。
以下對本發(fā)明的實現(xiàn)的詳細優(yōu)選方面進行進一步的討論。首先討論利用前潰校正電路的本發(fā)明的實施例的實現(xiàn)。
在圖1和圖3的實施例中，電源電壓調整塊中的校正電路或者校正路徑被實現(xiàn)為反饋結構。這種結構的基本原理示于圖5(a)中。通常，逼近功能塊556產生要校正的信號，而參考功能塊554產生參考信號。要校正的信號形成到加法器552的第一輸入，加法器552在線路558上的輸出表示校正后信號。參考信號和校正后信號形成到放大器550的輸入，放大器550的輸出形成到加法器552的第二輸入。應該注意，這是圖3的反饋路徑的總體原理，到放大器312的輸入由減法器提供，該減法器接收校正后輸出和參考信號作為輸入。參照圖5(b)，該圖示出了在另選實施例中的前潰結構的原理。要校正的信號再次形成到加法器562的第一輸入。放大器560接收要校正的信號和參考信號作為輸入。放大器輸出形成到加法器562的第二輸入，加法器562的輸出再次形成校正后輸出?？梢栽趫D1和圖3的實施例中代替反饋結構而使用圖5(b)所示的前潰結構。
當電源電壓選擇塊的接續(xù)網(wǎng)絡實現(xiàn)為預測前潰控制器的一部分時，接續(xù)器參數(shù)的自適應控制會提高效率。因此，優(yōu)選地從接續(xù)網(wǎng)絡中的元件的模型中數(shù)字地產生本地的接續(xù)器輸出。為了使本地產生的接續(xù)器波形(包括考慮到過去、當前和未來值)和包絡表示之間的差最小，確定改變接續(xù)器電平，即，輸出電源電壓。該模型中包括a)開關延遲和上升時間參數(shù)b)濾波器參數(shù)；以及c)接續(xù)器電壓和FET阻抗。
通過比較本地產生的測量到的參數(shù)和從實際電路獲得的參數(shù)，使本地產生的參數(shù)與實際參數(shù)相關。很容易測量的實際參數(shù)是通過比較接續(xù)器輸出與第一反饋電路342的AC誤差放大器312的平均電流消耗而得到的信號誤差?？梢蕴峁┮环N優(yōu)化算法，該算法旨在通過調整模型中的以上所測量參數(shù)，使AC放大器312的電流消耗最小?？紤]接續(xù)網(wǎng)絡的符號誤差會有助于優(yōu)化的集中，以提供本地化的誤差校正。通過電源選擇電路來選擇放大器將與哪個電源相連。
電源電壓選擇塊106的接續(xù)器電路由開關晶體管的網(wǎng)絡組成，這些開關晶體管通過在數(shù)字信號處理(DSP)裝置中生成的邏輯信號而進行切換。本領域的技術人員應該理解這種自適應控制的實現(xiàn)。
參照圖6，該圖示出了根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的DC箝位和DC偏置恢復的實現(xiàn)。提供DC箝位以防止DC誤差信號的累積。DC偏置恢復對實際電源電壓電平中的任何調整進行補償。例如，盡管所選擇的電源電壓為7V，但是由于電路衰減，實際可能僅為6.5V。可以一起提供DC偏置恢復和DC箝位，如該實施例所述，或者獨立提供。
如上所述，用相同的標號來表示圖6中與前面附圖中的元件相對應的元件。圖6僅示出了RF放大級100的一部分。圖6示出了電源電壓選擇塊106，以及第一反饋電路或校正電路342，如圖3所示。另外還示出了圖3的DAC 306。在圖6中，所示的DAC 306接收線路504上的來自DSP 500的輸入。DSP 500還將線路502上的控制輸入提供給電源電壓選擇塊106。如上所述，在該實施例中，可以認為DSP 500包括圖3的包絡檢測器104和延遲元件304。如圖6中進一步所示，線路326上的第一反饋電路或校正電路342的輸出被提供給另一級聯(lián)的反饋/校正電路，或者直接提供給RF放大器的電源電壓。為了提供DC箝位，RF放大級被進一步修改為包括減法器512，其接收第一反饋/校正電路在線路120上的輸出作為第一輸入，并接收來自DAC 306的在線路332上的參考信號作為第二輸入。在線路510上將減法器512的輸出提供給一位模數(shù)轉換器508，該一位模數(shù)轉換器508將線路506上的輸出提供給DSP 500。DSP 500接收減法器316的輸出作為輸入，該減法器316的輸出表示電源電壓信號中的誤差信號。另外，DSP 500產生線路518上的輸出，該輸出形成到VDD箝位電路514的輸入。箝位電路514在線路516上的輸出對箝位裝置進行控制，該箝位裝置通常由標號520來表示，并與AC放大器312的輸出330相連。
參照圖7，可以理解，包絡信號在某些點處在最低電源電壓電平以下。例如，如果出與示例原因，假定線路804c表示最低電源電壓，則在點803和805之間，包絡在該最低電源電壓之下。在該時間間隔中，無需由校正電路來跟蹤放大器的電源電壓。因此，本發(fā)明的實施例檢測該條件，并使用該條件的存在來應用DC恢復，如下文進一步討論的。
減法器512從線路120上的當前電源電壓中減去線路332上的參考信號，并將差值提供給一位模數(shù)轉換器508。最高位標識出當前包絡電平位于最低電源電壓之上還是之下，通過對時間積分來獲得對包絡箝止電平(envelope clamp off level)的精細控制。
響應于DSP檢測到該適當條件，在線路518上向Vdd箝位電路發(fā)送命令信號，該命令信號進而控制箝位裝置50以打開。當打開該箝位裝置時，該箝位裝置520將線路330上的AC放大器的輸出引導至已知的參考電平，優(yōu)選地為地。箝位裝置520優(yōu)選為晶體管。
DC箝位的目的是將放大器312重置為已知狀態(tài)，以避免DC誤差隨時間而增大。如以上在優(yōu)選實施例中所述來實現(xiàn)該目的。然而，也可以提供其他技術來進行DC箝位。例如，可以通過到選擇塊106的多個電源進行緩慢調整，或者使用一系列旁路晶體管來對DC進行反饋。因此，分配特定時間段作為DC箝位間隔。
這種比較對于允許在任意實際實現(xiàn)中的箝位期間連接在當前電源電壓和較低電源電壓之間的任意組件和導體中的電壓降而言是必需的，總是會在以下兩者之間存在某些不確定性向RF放大器提供電流時的實際較低電源電壓電平；以及在包絡檢測器處由箝位電平最初假定的電平。比較器512校正這種不確定性，并確保包絡檢測器被箝止在與實際的較低電源電壓相等的電平。
優(yōu)選地在DSP 500中的積分器中對線路506上的信號進行選通。積分器的輸出設定線路518上的振幅參考數(shù)字輸出的箝位電平。效果是改變參考DAC 306的箝位電平。該積分由此補償了電源電壓中的變化，從而箝止出現(xiàn)在實際電源電壓(例如6.5V)處，而不是理論電源電壓(例如7V)處。積分器由此調整了箝位，使得箝止電壓等于到106的最低電壓輸入的值減去106中的任意額外的電壓降。
在箝位期間，通過在箝位期間被打開的開關520將AC反饋輸出的值設為0。該DC恢復使得放大器可以在有限低的截止頻率下使用。
誤差波形具有平坦的頻譜，這暗示著，由于帶通AC放大器(如放大器312)不能跟隨低頻組件，該放大器可能導致嚴重的殘留誤差。通過在箝位間隔過程中對AC輸出進行箝位，并且假定放大器312的低頻時間常數(shù)比箝位之間的間隔更長，可以保證精確的跟蹤。
參照圖7，該圖示出了采用在利用DC箝位的優(yōu)選實施例中實現(xiàn)的優(yōu)點。圖7的曲線802表示RF輸入信號的包絡。直線804a-804b示出了對經箝位的DAC電平進行調整，即示出了dc去除效果。
低頻誤差的另一個重要來源是DSP 500中的期望接續(xù)電壓與電源電壓選擇塊106的輸出側存在的電壓之間的任何失配。這等效于接續(xù)閾值中的誤差。如上所述，接續(xù)器適配算法去除閾值中的這種誤差。
如圖3中的延遲元件304所表示并在下文中進行討論的，另一個可以優(yōu)選實現(xiàn)的DSP調整是延遲與電源電壓選擇塊106的輸出相關的DAC包絡參考波形輸出。
圖8中示出了示例延遲平衡實現(xiàn)，其包括圖6中所介紹的變形，以為反饋/校正電路中的DC電平提供箝位。由于AC放大器312的輸出隨后被最小化，所以優(yōu)選地提供該延遲平衡實現(xiàn)，以實現(xiàn)最大效率。在圖8的另一優(yōu)選實施例中示出了對于圖6的優(yōu)選實施例的適當變形。僅示出了那些理解本發(fā)明該實施例所必需的元件。
參照圖8，在該優(yōu)選實施例中，數(shù)字信號處理器500包括內插器602、時間微分器604、乘法器608、加法器606、接續(xù)控制塊610，以及包絡電平源612?？梢岳斫猓j電平源612表示參考包絡的產生，其優(yōu)選產生已經在上文參照圖1和圖3進行了說明。
根據(jù)本發(fā)明的該實施例，圖8所示的DSP 500的元件用于提供延遲平衡。
包絡電平塊612所產生的線路614上的包絡參考波形被提供至內插器602，該內插器602將線路616上的輸出提供給時間微分器604。線路616上的輸出還形成線路332上的到DAC 306的輸入。時間微分器604在線路622上的輸出包括包絡參考波形的時間導數(shù)(derivative)。
線路622上的包絡參考波形的時間導數(shù)在乘法器608中與來自一位ADC 508的線路506上的一位誤差信號相乘。相乘的結果呈現(xiàn)在乘法器608的輸出側的線路620上。
線路620上的相乘結果形成到加法器606的第一輸入，該加法器606被構造為用作積分器。加法器606在線路618上的輸出被反饋以形成到加法器的第二輸入。將線路618上的積分輸出提供為到內插器602的輸入，以控制或操縱參考波形的延遲。
可以通過內插器602中的參考波形的內插來實現(xiàn)二次抽樣間隔延遲方案。
總之，圖8示出了圖3的延遲元件304的優(yōu)選實現(xiàn)，包括圖6的DC箝位控制。延遲元件304的其他可能實現(xiàn)將落入本領域技術人員的理解范圍內。
上述實施例允許RF放大級在沒有對大部分多載波情況進行功率和帶寬限制以內的外部調整的情況下進行工作。然而，存在兩種特殊情況，可能需要圖8的DSP 500自動修改其工作模式。需要進行某些修改來使得對于恒定包絡或緩慢變化的信號進行的包絡跟蹤精確。這種信號的示例是GRPS(通用分組無線業(yè)務)，其中僅需要放大一個載波或者兩個間隔很近的載波。在這種情況下，連續(xù)箝位之間的間隔可能非常大。這將需要DSP喚起暫停，在該點處通過接續(xù)控制模塊610執(zhí)行最近電源之間的二階Delta-Sigma脈寬調制。在這種情況下，因為存在最小的高頻包絡功率，所以可以接受脈寬調制的使用。
當存在兩個振幅相等但被很大的頻率間隔所分離的載波時會出現(xiàn)另外的情況，但是包絡路徑不足以達到最小電源箝位。在這種情況下，將箝位電平移動到下一個最高電壓電平，并且所有其他功能都保留，如同多載波情況。
最后，參照圖9，該圖示出了根據(jù)本發(fā)明而提供的效率提高。圖9示出了功率放大器效率與功率放大器電源電壓之間關系的曲線圖?？梢钥闯觯志€704表示根據(jù)本發(fā)明的電源電壓切換，而細線702表示現(xiàn)有技術中所實現(xiàn)的電源電壓的范圍。
圖9的曲線706示出了使用多個電源電壓時可以實現(xiàn)的顯著優(yōu)點，包括將放大器312實現(xiàn)為G類放大器。隨著更多電源電壓的設置，電源電壓電平之間的效率的降低比利用較少數(shù)量的電源所獲得的“鋸齒”波形704具有更多的波動。
RF放大器102優(yōu)選地驅動諸如天線的RF負載。
以上通過參照具體優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了說明。然而本發(fā)明并不限于這些實施例。本發(fā)明具有與RF放大器相關的具體應用，但是并不限于該實現(xiàn)。本發(fā)明可以在設置有多個被切換、可選擇的電壓電源的任何環(huán)境中有益地使用。
利用RF放大器的所述優(yōu)選實施例并不限于被該RF放大器驅動的任何特定負載。然而，認為這種RF放大器通常會驅動天線。因此，本發(fā)明在包括移動通信領域在內的通信領域中具有特殊的益處。
權利要求
1.一種電源級，包括a.參考裝置，用于提供表示目標電源電壓的參考信號；b.選擇裝置，用于根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個；c.調整裝置，用于接收所選電源電壓和所述參考信號，并且該調整裝置適合于根據(jù)所選電源電壓和所述參考信號產生跟隨所述參考信號的經調整的所選電源電壓。
2.根據(jù)權利要求1所述的電源級，其中所述電源級用于放大器，所述參考信號表示所述放大器的輸入信號的包絡。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的電源級，其中所述調整裝置包括交流放大器。
4.根據(jù)權利要求3所述的電源級，其中所選電源電壓在所述電源電壓和參考信號電平之間具有最小絕對值差。
5.根據(jù)權利要求3或4所述的電源級，其中所述交流放大器被連接以放大所述參考信號與所選電源電壓的表示之間的差。
6.根據(jù)權利要求5所述的電源級，其中所述調整裝置包括用于將所述經放大的差與所選電源電壓進行求和的裝置。
7.根據(jù)權利要求6所述的電源級，其中所選電源電壓的表示是該電源電壓本身。
8.根據(jù)權利要求6所述的電源級，其中所選電源電壓的表示是經調整的所選電源電壓。
9.根據(jù)權利要求1到8中任意一項所述的電源級，其中所述經調整的所選電源電壓是所述電源級的輸出。
10.根據(jù)權利要求3到8中任意一項所述的電源級，其中所述調整裝置還包括高頻放大器。
11.根據(jù)權利要求10所述的電源級，其中所述高頻放大器被連接以放大所述參考信號與所述經調整的電源電壓的表示之間的差。
12.根據(jù)權利要求11所述的電源級，其中所述調整裝置包括用于將所述經放大的差與所述經調整的電源電壓進行求和以產生經進一步調整的電源電壓的裝置。
13.根據(jù)權利要求12所述的電源級，其中所述經調整的電源電壓的表示是所述經調整的電源電壓本身。
14.根據(jù)權利要求12所述的電源級，其中所述經調整的電源電壓的表示是所述經進一步調整的電源電壓。
15.根據(jù)權利要求12至14中任意一項所述的電源級，其中所述經進一步調整的電源電壓形成所述電源級的輸出。
16.根據(jù)以上任意一項權利要求所述的電源級，其中在所述調整裝置的輸入處進一步設置有內插裝置，以內插所選電源電壓。
17.根據(jù)權利要求16所述的電源級，其中所述內插裝置包括電感-電容結構。
18.根據(jù)權利要求3至17中任意一項所述的電源級，其中還設置有用于對交流放大器進行直流箝位的裝置。
19.根據(jù)權利要求18所述的電源級，其中所述用于進行直流箝位的裝置響應對于比所述經調整的電源電壓更小的參考信號的檢測。
20.根據(jù)以上任意一項權利要求所述的電源級，其中設置有用于延遲所述參考信號的延遲元件。
21.根據(jù)權利要求3至17中任意一項所述的電源級，其中還設置有用于去除來自所述交流放大器的直流分量的慢直流調整裝置。
22.根據(jù)以上任意一項權利要求所述的電源級，其中所述調整裝置包括多個級聯(lián)校正電路。
23.根據(jù)權利要求22所述的電源級，其中所述調整裝置包括兩個或更多個級聯(lián)校正電路。
24.根據(jù)權利要求2至20中任意一項所述的電源級，其中設置有延遲元件，其用于補償所述信號放大器與電源電壓控制輸入之間的延遲的差。
25.一種射頻放大級，包括a.放大器，用于接收要放大的輸入信號和電源電壓；以及b.電源電壓級，用于提供所述電源電壓，其包括i.用于提供對輸入信號的包絡進行表示的參考信號的裝置；ii.用于根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個的裝置；以及iii.用于產生經調整的所選電源電壓的裝置，包括用于放大所述參考信號與所選電壓電平或所述經調整的所選電壓電平中的一個之間的差的交流放大器，以及用于對所述經放大的差與所選電源電壓進行求和，從而產生所述經調整的電源電壓的求和器。
26.根據(jù)權利要求25所述的射頻放大級，其中所述用于產生經調整的所選電源電壓的裝置還可以產生經進一步調整的電源電壓，并且還包括射頻放大器，用于對參考信號與所述經調整的電源電壓或所述經進一步調整的電源電壓中的一個之間的差進行放大；以及求和器，用于對經如此放大的差與所述經調整的電源電壓進行求和，由此產生經進一步調整的電源電壓。
27.根據(jù)權利要求25或26所述的射頻放大級，其中所述經調整的電源電壓或所述經進一步調整的電源電壓之一形成到所述放大器的電源電壓。
28.一種控制電源級的方法，包括a.提供表示目標電源電壓的參考信號；b.根據(jù)所述參考信號選擇多個電源電壓中的一個；c.根據(jù)所選電源電壓和所述參考信號產生跟隨所述參考信號的經調整的所選電源電壓。
29.根據(jù)權利要求28所述的方法，其中所述參考信號表示到放大器的輸入信號的包絡，所述電源級向所述放大器提供電源。
30.根據(jù)權利要求28或29所述的方法，其中對所述參考信號與所選電源電壓的表示之間的差進行交流放大。
31.根據(jù)權利要求30所述的方法，其中對所述經放大的差與所選電源電壓進行求和，以形成所述經調整的電源電壓。
32.根據(jù)權利要求31所述的方法，其中對所述參考信號與所述經調整的電源電壓的表示之間的差進行射頻放大。
33.根據(jù)權利要求32所述的方法，其中對所述經放大的差與所述經調整的電源電壓進行求和，以形成經進一步調整的電源電壓。
34.根據(jù)權利要求28至33中任意一項所述的方法，還包括在所述產生經調整的電源電壓的步驟之前的內插步驟。
35.根據(jù)權利要求30至34中任意一項所述的方法，還包括用于在所述交流放大步驟中去除直流分量的裝置。
36.一種大體上參照圖1至9中任意一個而描述或示于這些圖中任意一個中的電源級。
37.一種大體上參照圖1至9中任意一個而描述或示于這些圖中任意一個中的射頻放大級。
38.一種大體上參照圖1至9中任意一個而描述或示于這些圖中任意一個中的控制電源級的方法。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種射頻放大級，包括放大器，用于接收要放大的輸入信號和電源電壓；以及電源電壓級，用于提供所述電源電壓，該電源電壓級包括用于提供表示輸入信號的包絡的參考信號的裝置、用于選擇一個或多個依賴于該參考信號的電源電壓的裝置，以及用于產生經調整的所選擇電源電壓的裝置，包括用于放大該參考信號與一個所選擇電壓電平或經調整的所選擇電壓電平之間的差的AC放大器，以及用于對經過放大的與所選擇的電源電壓的差進行求和，從而產生經調整的電源電壓的求和器。
文檔編號H03F1/02GK1759532SQ200380110183
公開日2006年4月12日 申請日期2003年10月17日 優(yōu)先權日2003年2月19日
發(fā)明者馬丁·保羅·威爾遜 申請人:努吉拉有限公司