專利名稱：推挽式放大器和頻率轉換電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于無線通信系統(tǒng)的推挽式放大器和頻率轉換電路。
背景技術：
最近，使用無線通信系統(tǒng)例如便攜式電話、無線LAN、藍牙或ITS(智能傳輸系統(tǒng))的各種服務已經(jīng)快速投入廣泛的應用。在這樣的無線通信系統(tǒng)中使用的移動終端設備領域，與對高功能性的挑戰(zhàn)一起，尺寸減小和重量減小正在得到進展，并且對于移動終端設備的RF(射頻)部分，需要對能量消耗的進一步減小。
在以上所描述的各種無線通信系統(tǒng)中，用于將信號頻率轉換為另一頻率的頻率轉換電路是不可少的關鍵組件之一。所述頻率轉換電路在發(fā)射系統(tǒng)中使用，作為通過使用本地振蕩頻率信號(此后被稱為LO信號)將具有相對較低頻率的、用于信號處理的IF(中頻)信號轉換為具有相對較高頻率的、用于發(fā)射的RF信號的電路。此外，所述頻率轉換電路在接收電路中充當將RF信號轉換為IF信號的電路。在上述操作中，需要頻率轉換電路減小泄漏到輸出側的LO信號分量，以便消除發(fā)射/接收操作中不需要的頻率分量。特別地，更為嚴格地需要發(fā)射系統(tǒng)的頻率轉換電路減小泄漏到發(fā)射輸出的LO信號分量，這是由于LO和RF信號的頻率較接近。
圖1示出了頻率轉換電路的典型結構。
如圖1所示，配置頻率轉換電路1以使其具有混頻電路2，用于利用LO信號(LO)轉換輸入信號(Pin)的頻率；以及輸出放大器3，用于放大混頻電路2的輸出信號。此后，混頻電路2的輸出信號被稱為頻率轉換后的信號，而輸出放大器3的輸出信號被稱為頻率轉換后的輸出信號。
對于圖1所示的混頻電路2，廣泛地使用被稱為吉爾伯特單元的雙平衡電路，能夠利用差分電路的對稱特性，阻止LO信號分量泄漏到輸出側(例如，日本專利待審公開No.11-74733和日本專利待審公開No.2002-124834)。圖2示出了吉爾伯特單元的電路結構的示例。
如圖2所示，吉爾伯特單元具有以下結構具有差分結構的輸入信號放大部分21，用于對輸入信號(圖2中的IF)進行電壓到電流轉換，并且還具有配備有兩個差分電路的開關部分22，提供輸入信號(IF)和LO信號(LO)一起混頻(相乘)的結果作為頻率轉換后的信號。由于吉爾伯特單元從兩個輸出端子提供相同幅度的同相LO信號分量作為輸出，因此取出兩個輸出的差分信號涉及LO信號分量彼此的補償。
圖3是示出了具有用于圖1所示的輸出放大器的差分放大電路的傳統(tǒng)頻率轉換器的結構的電路圖。
圖3所示的頻率轉換電路是一個示例，其中上述吉爾伯特單元構成了混頻電路而差分放大電路構成了輸出放大器。該電路結構將從混頻電路提供的兩個頻率轉換后的信號提供給構成差分放大器的晶體管Q21和Q22，從晶體管Q21中輸出作為晶體管Q21和Q22的輸入信號的差分信號的頻率轉換后的輸出信號。
在該電路中，如果晶體管Q21和Q22的輸入阻抗是相等的，則與混頻電路的兩個輸出端子相連的負載阻抗是相等的，因此，混頻電路提供具有相同相位和相同幅度的LO信號分量。結果，通過構成差分放大電路的輸出放大器，兩個LO信號分量彼此補償，使泄漏到頻率轉換后的輸出信號的LO信號分量減小。出于該原因，該差分放大電路已經(jīng)廣泛用作頻率轉換電路的輸出放大器。
可選地，圖4所示的推挽式放大器還可以用于針對圖1所示的頻率轉換電路的輸出放大器3。
如圖4所示，所述推挽式放大器的結構具有上晶體管Q31，在集電極處向其提供電源電壓，并且還具有發(fā)射極接地的下晶體管Q32，其中上晶體管Q31的發(fā)射極和下晶體管Q32的集電極彼此相連。在圖4所示的傳統(tǒng)推挽式放大器中，將上晶體管Q31的集電極直接與電源Vcc相連。在該電路結構中，上晶體管Q31作為發(fā)射極跟隨器操作而下晶體管Q3作為發(fā)射極接地放大器操作。
圖5是示出了使用如圖4所示的推挽式放大器作為輸出放大器的傳統(tǒng)頻率轉換電路的結構的電路圖。
圖5所示的頻率轉換電路的配置是電路結構的一個示例，其中混頻電路由前述吉爾伯特單元構成且輸出放大器由圖4所示的推挽式放大器構成。從第一偏置電路31和第二偏置電路32向如圖5所示的推挽式放大器的上晶體管Q31的基極和下晶體管Q32的基極提供預定偏置電壓，從而每一個晶體管將均在預定操作點附近操作。此外，將從混頻電路提供的兩個頻率轉換后的信號通過電容器C4和C5分別提供給上晶體管Q31和下晶體管Q32的基極。
在該電路結構中，將從混頻電路提供的兩個頻率轉換后的信號輸入到上晶體管Q31和下晶體管Q32，由推挽式放大器對兩個頻率轉換后的信號的差值信號進行放大，并且從上晶體管Q31和下晶體管Q32的連接點提供放大后的差值信號，作為頻率轉換后的輸出信號。
作為參考，圖2到圖5示出了電路結構的示例，其中將IF信號(IF)輸入到混頻電路的輸入信號放大部分，將LO信號(LO)輸入到開關部分，并且提供RF信號，作為頻率轉換后的信號和頻率轉換后的輸出信號。當需要從頻率轉換電路中取出IF信號時，例如，可以通過將RF信號輸入到輸入信號放大部分且同時將LO信號輸入到開關部分，來產(chǎn)生IF信號。
在傳統(tǒng)頻率轉換電路中，如圖3所示的差分放大電路已經(jīng)廣泛用作上述輸出放大器。然而，已經(jīng)遇到的問題在于實現(xiàn)能量消耗的減小將是困難的，這是由于需要實質上與混頻電路相同或更大的消耗電流以實現(xiàn)差分放大電路所需的增益。
然而，如果將推挽式放大器用作頻率轉換電路的輸出放大器，則已經(jīng)遇到的問題在于上和下晶體管的輸入阻抗彼此不同。
以下將參考圖6來解釋推挽式放大器的輸入阻抗。
圖6是圖4所示的推挽式放大器的上晶體管的等效電路。
圖6所示的符號rb代表上晶體管的基極電阻，Ib代表基極電流。此外，rπ代表上晶體管的發(fā)射極電阻，Cπ代表發(fā)射極電容，gm代表互導以及β代表電流增益。
現(xiàn)在，假定作為上晶體管的負載阻抗操作的下晶體管的阻抗為ZL。于是，上晶體管的輸入電壓Vi和發(fā)射極阻抗ZE可以表示為以下等式(1)和(2)Vi＝rb×Ib+ZE×Ib+ZL×(Ib+gm×ZE×Ib)(1)ZE=rπ(1-jωrπCπ)1+ω2rπ2Cπ2---(2)]]>因此，上晶體管的輸入阻抗Zi1由以下等式(3)來表示Zi1=ViIb=rb+ZE+ZL×(1+ZE×βrπ)---(3)]]>發(fā)射極接地的下晶體管的輸入阻抗Zi2由以下等式(4)來表示Zi2＝rb+ZE(4)從(3)和(4)的比較可知上晶體管的輸入阻抗Zi1以等式(3)右手側上的第三項的值大于下晶體管的輸入阻抗Zi2，ZL×(1+ZE×βrπ).]]>出于該原因，采用圖4所示的推挽式放大器作為頻率轉換電路的輸出放大器導致了從混頻電路的輸出側所看到的不平衡負載阻抗，使從混頻電路的兩個輸出端子提供的LO信號分量的相位和幅度彼此不一致。結果，從輸出放大器中提供高電平LO信號分量，作為輸出。
盡管推挽式放大器的特征在于以更小的消耗電流進行操作和其比差分放大電路更高增益的可能性，但是由于其不平衡輸入阻抗，難以使用推挽式放大器作為頻率轉換電路的輸出放大器，因此，該推挽式放大器并不經(jīng)常用作差分放大電路。
本發(fā)明的目的是提出一種具有以減小的消耗電流和較高的增益來進行操作的輸出放大器的頻率轉換電路，而無需增加可能會泄漏到輸出信號中的LO信號分量。

發(fā)明內(nèi)容
為了實現(xiàn)本發(fā)明的目的，本發(fā)明的頻率轉換電路具有能夠以減小的消耗電流操作且提供高增益的推挽式放大器，作為輸出放大器。此外，將所述推挽式放大器配置為具有電壓降電路，用于使上晶體管的集電極電位下降到低于電源電位的電平。將所述電壓降電路配置為諸如具有插入在上晶體管的集電極和電源之間的電阻器。
在具有該電壓降電路的推挽式放大器中，由于電壓降電路的操作，向上晶體管的集電極提供低于電源電位的電位。這引起了上晶體管的電流增益β的減小，造成了等式(3)的右手側的第三項的值的減小。結果，上晶體管的輸入阻抗接近下晶體管的輸入阻抗，從而改善(補償)了輸入阻抗的不平衡。
在具有上述推挽式放大器作為輸出放大器的本發(fā)明的頻率轉換電路中，改善了混頻器的負載阻抗的不平衡，從而阻止本地振蕩頻率的信號分量對頻率轉換電路的頻率轉換后的輸出信號的泄漏的增加。
出于該原因，能夠實現(xiàn)具有能以減小的消耗電流操作且易于實現(xiàn)高增益的輸出放大器的頻率轉換電路，而不會增加本地振蕩頻率的信號分量對頻率轉換后的輸出信號的泄漏。
特別地，具有插入在電源和上晶體管的集電極之間的電阻器的電壓降電路的配置電路結構簡單，避免了頻率轉換電路的電路規(guī)模的增加。


圖1是示出了頻率轉換電路的典型配置的方框圖；圖2是示出了針對混頻電路所采用的吉爾伯特單元的配置的電路圖；圖3是示出了具有用作輸出放大器的差分放大器的傳統(tǒng)頻率轉換電路的電路圖；圖4是示出了用作輸出放大器的傳統(tǒng)推挽式放大器的配置的電路圖；
圖5是示出了使用如圖4所示的推挽式放大器作為輸出放大器的傳統(tǒng)頻率轉換電路的配置的電路圖；圖6是如圖4所示的推挽式放大器的上晶體管的等效電路圖；圖7是示出了在根據(jù)本發(fā)明的頻率轉換電路中采用的輸出放大器的配置示例的電路圖；圖8是示出了具有如圖7所示的輸出放大器的頻率轉換電路的配置的方框圖；圖9是示出了根據(jù)本發(fā)明的頻率轉換電路的配置示例的電路圖；圖10是示出了相對于如圖9所示的頻率轉換電路的電阻器的值Ri繪制的增益、噪聲系數(shù)和P1dB特性的曲線圖；圖11是示出了相對于如圖9所示的輸出放大器的電阻器的值Ri繪制的輸入阻抗特性的曲線圖；圖12是示出了在輸出放大器中使用二極管的根據(jù)本發(fā)明的頻率轉換電路的配置示例的電路圖；以及圖13是示出了在混頻電路中使用單平衡電路的根據(jù)本發(fā)明的頻率轉換電路的配置示例的電路圖。
具體實施例方式
接下來將參考附圖來解釋本發(fā)明。
本發(fā)明的頻率轉換電路采用允許低消耗電流和高增益操作的推挽式放大器，作為輸出放大器。
如圖7所示，配置本發(fā)明的推挽式放大器以使其包括上晶體管(第一晶體管)Q1，具有以預定電壓供電的集電極；下晶體管(第二晶體管)Q2，具有接地發(fā)射極；以及電壓降電路4，用于使上晶體管Q1的集電極電位下降到低于電源電平的電平；其中上晶體管Q1的發(fā)射極和下晶體管Q2的集電極彼此相連。
例如，構造電壓降電路4以使其具有插入在上晶體管Q1的集電極和電源Vcc之間的電阻器Ri，如圖7所示。
通過采用該推挽式放大器作為如圖8所示的頻率轉換電路的輸出放大器，改善了從混頻電路的輸出側所看到的負載阻抗的不平衡，由此，阻止了泄漏到頻率轉換電路的頻率轉換后的輸出信號的LO信號分量的增加。
現(xiàn)在，解釋使推挽式放大器的上晶體管Q1的集電極電位下降到低于電源電位的電平改善上和下晶體管Q1、Q2的輸入阻抗之間的不平衡的原因。
如圖7所示，當通過作為電壓降電路4插入在電源Vcc和推挽式放大器的上晶體管Q1的集電極之間的電阻器Ri，使上晶體管Q1的集電極電位下降到低于電源電位的電平，減小了上晶體管Q1的基極-集電極電壓。由于將反向電壓施加到上晶體管Q1的基極和集電極的pn結兩端，基極-集電極電壓的下降導致了結中的耗盡層的寬度的減小，從而增加了基極和集電極之間的寄生電容Cbc。
隨著基極-集電極寄生電容Cbc的增加，由圖6的虛線(上晶體管的等效電路)表示的路徑(Cbc)的阻抗發(fā)生減小，這引起了基極-集電極電流的增加。
在該過程中，由于基極-發(fā)射極電壓不發(fā)生變化，由于基極-集電極電流的增加，基極電流，即基極-發(fā)射極電流和基極-集電極電流的和會發(fā)生增加。
結果，減小了上晶體管Q1的電流增益β，這需要上述等式(3)中的右手側第三項的值的減小，引起了上晶體管Q1的輸入阻抗Zi1接近下晶體管Q2的輸入阻抗Zi2。結果，改善了上和下晶體管Q1、Q2的輸入阻抗之間的不平衡。
盡管相對于電源電位降低了推挽式放大器的上晶體管Q1的集電極電位，但是該降低僅涉及發(fā)射極跟隨器的集電極電位的下降，而不會引起增益、線性、噪聲特性等的任何惡化。出于該原因，能夠充分利用上述推挽式放大器的特性，因此如圖8所示的電路配置允許實現(xiàn)低消耗電流和高增益的頻率轉換電路，而不會增加LO信號分量泄漏到頻率轉換后的輸出信號。
特別地，如圖7和圖8所示，具有插入在上晶體管Q1的集電極和電源Vcc之間的電阻器Ri的電壓降電路4的電路結構不會引起頻率轉換電路的電路規(guī)模的增加，這是由于電壓降電路4的電路結構較為簡單。
此外，如果采用可變電阻器作為插入在上晶體管Q1的集電極和電源Vcc之間的電阻器Ri，則能夠通過該可變電阻器來調(diào)節(jié)泄漏到頻率轉換后的輸出信號的LO信號分量的量。
接下來將參考附圖來解釋頻率轉換電路的具體結構。
圖9是示出了本發(fā)明的頻率轉換電路的配置示例的電路圖。具體地，圖9示出了用于適用于通過使用LO信號來執(zhí)行從IF信號到RF信號的升頻轉換的發(fā)射系統(tǒng)的頻率轉換電路的配置示例。
如圖9所示，配置本發(fā)明的頻率轉換電路以使其通過使用吉爾伯特單元而具有混頻電路5并通過使用如圖7所示的推挽式放大器而具有輸出放大器6。
將預定偏置電壓分別從第一偏置電路61和第二偏置電路62提供給推挽式放大器的上晶體管Q1和下晶體管Q2的基極，以便在預定操作點處操作各個晶體管。此外，將從混頻電路5提供的兩個頻率轉換后的信號通過電容器C1、C2分別輸入到上晶體管Q1和下晶體管Q2的基極。
如圖9所示的混頻電路5配置用于專門向輸入信號放大部分的輸入端子之一提供輸入信號(IF)，而其另一輸入端子通過電容器C3接地。此外，從第三偏置電路51向輸入信號放大部分的兩個輸入端子提供預定偏置電壓。將LO信號輸入到混頻電路5的開關部分。
如圖9所示的混頻電路5用于利用LO信號將IF的輸入信號頻率轉換為RF信號，其中將從混頻電路5提供的兩個頻率轉換后的信號提供給通過其對差值信號進行放大的推挽式放大器的上晶體管Q1和下晶體管Q2。將放大后的差值信號作為頻率轉換后的輸出信號來提供。
圖10示出了相對于如圖9所示的頻率轉換電路的電阻器Ri而繪制的LO泄漏(LOleak)、增益(Gain)、噪聲系數(shù)(NF)和在輸出頻率5GHz處的1db壓縮點(P1dB)的曲線圖。作為參考，在圖10中，左側坐標表示增益、NF和P1dB，而右側坐標表示LOleak的量。另外，圖10示出了跨越插入在電源Vcc和推挽式放大器的上晶體管Q1的集電極之間的電阻器Ri兩端到0.2V電壓降的范圍上的特性。
圖10示出了在本發(fā)明的頻率轉換電路中，LO信號分量泄漏到頻率轉換后的輸出信號的泄漏量(LO泄漏量)隨著電阻器Ri的值的增加而減小，例如與沒有電阻器Ri的情況相比，當Ri＝45Ω時，獲得了大約13dBm的改善。另一方面，這些圖示出了輸出放大器的增益、NF和P1dB實質上是不變的，因此電阻器Ri的設置不會對這些參數(shù)造成任何顯著的影響。
當使用如圖9所示的本發(fā)明的推挽式放大器時，消耗電流大約為5mA，而當將差分放大器用于輸出放大器來獲得相同的增益時，消耗電流大約為12mA。因此，與差分放大器相比，根據(jù)本發(fā)明的推挽式放大器的消耗電流不超過一半，這表示根據(jù)本發(fā)明的推挽式放大器有利于實現(xiàn)消耗電流的減小。
圖11分別示出了相對于根據(jù)本發(fā)明的推挽式放大器的電阻器Ri的值而繪制的上晶體管的輸入阻抗Zi1和下晶體管的輸入阻抗Zi2的變化。作為參考，圖11示出了跨越電阻器Ri兩端到0.2V的電壓降的范圍上的特性，如圖10那樣。
圖11示出了上晶體管Q1的輸入阻抗Zi1隨著電阻器Ri的值的增加而減小以接近下晶體管Q2的輸入阻抗Zi2的值。這符合上述解釋，并且表示跨越電阻器Ri兩端的電壓降補償了推挽式放大器的輸入阻抗的不平衡。
此外，盡管以上解釋描述了作為設置在本發(fā)明的推挽式放大器中的電壓降電路插入在電源Vcc和上晶體管Q1的集電極之間的插入電阻器Ri的配置，但是可以將該電壓降電路配置為具有二極管D1，陽極與電源Vcc相連而陰極與上晶體管Q1的集電極相連，以使其具有從電源Vcc指向上晶體管Q1的集電極的正向方向，正如圖12所示的輸出放大器7那樣。
此外，盡管作為示例，以上解釋描述了使用作為雙平衡混頻電路的吉爾伯特單元作為設置在本發(fā)明的頻率轉換電路中的混頻電路的配置，但是還可以采用如圖13所示的單平衡混頻電路8。
將如圖13所示的單平衡混頻電路8配置為具有輸入信號放大部分81，用于對輸入信號進行電壓-電流轉換，并且還具有配置為差分電路的開關部分82，提供將輸入信號(IF)和LO信號混頻(相乘)在一起的結果，作為頻率轉換后的信號。該配置還允許從兩個輸出端子提供相同相位且具有相同幅度的LO信號分量，并因而取出從兩個輸出端子提供的信號的差值信號涉及對LO信號分量的彼此補償。
此外，盡管以上解釋描述了將本發(fā)明的輸出放大器應用于通過使用LO信號將IF信號升頻轉換為RF信號的頻率轉換電路的配置示例，但是還可以將本發(fā)明的輸出放大器應用于用于通過使用LO信號將RF信號轉換為IF信號的頻率轉換電路。
權利要求
1.一種推挽式放大器，具有第一晶體管，從集電極向所述第一晶體管提供高于地電位的預定電壓；以及第二晶體管，具有接地發(fā)射極和與所述第一晶體管的發(fā)射極相連的集電極；其中所述推挽式晶體管適合于放大分別輸入到所述第一晶體管的基極和所述第二晶體管的基極的兩個信號的差值信號，并且從所述第一晶體管的發(fā)射極和所述第二晶體管的集電極的連接點提供放大后的差值信號，作為輸出，并且還具有電壓降電路，適合于向所述第一晶體管的集電極提供低于電源電位的電位。
2.根據(jù)權利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述電壓降電路具有插入在所述第一晶體管的集電極和所述電源之間的電阻器。
3.根據(jù)權利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述電壓降電路具有插入在所述第一晶體管的集電極和所述電源之間的可變電阻器。
4.根據(jù)權利要求1所述的推挽式放大器，其特征在于所述電壓降電路具有插入在所述第一晶體管的集電極和所述電源之間的二極管，所述二極管具有從所述電源指向所述第一晶體管的集電極的方向上的正向方向。
5.一種頻率轉換電路，包括混頻電路，用于通過使用本地振蕩頻率信號來轉換輸入信號的頻率；以及輸出放大器，具有根據(jù)權利要求1所述的推挽式放大器，其中將從所述混頻電路提供的兩個信號輸入到所述第一晶體管的基極和所述第二晶體管的基極。
6.根據(jù)權利要求5所述的頻率轉換電路，其特征在于所述混頻電路是雙平衡型的。
7.根據(jù)權利要求5所述的頻率轉換電路，其特征在于所述混頻電路是單平衡型的。
8.根據(jù)權利要求5所述的頻率轉換電路，其特征在于所述混頻電路適合于將所述輸入信號轉換為具有高于所述輸入信號的頻率的頻率的信號。
9.根據(jù)權利要求5所述的頻率轉換電路，其特征在于所述混頻電路適合于將所述輸入信號轉換為具有低于所述輸入信號的頻率的頻率的信號。
全文摘要
作為頻率轉換電路的輸出放大器，使用允許以較小的消耗電流操作且提供高增益的推挽式放大器。此外，將所述推挽式放大器配置為具有電壓降電路，用于使上晶體管的集電極電位下降到低于電源電位的電平。將所述電壓降電路配置為諸如具有插入在上晶體管的集電極和電源之間的電阻器。
文檔編號H03D7/14GK1682438SQ0382139
公開日2005年10月12日 申請日期2003年9月8日 優(yōu)先權日2002年9月9日
發(fā)明者百百秀彰 申請人:日本電氣株式會社