專利名稱：雙點相位調(diào)制器的微調(diào)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及射頻信號的直接調(diào)制，具體來說，涉及采用雙點相位調(diào)制器的射頻信號的直接調(diào)制。
背景技術(shù)：
所有頻譜效率高的數(shù)字窄帶無線電發(fā)射機原則上都要求執(zhí)行兩種操作(1)基帶數(shù)據(jù)必須經(jīng)過濾波以限制其頻譜寬度，以及(2)所得基帶信號必須轉(zhuǎn)換到預(yù)期射頻頻帶?，F(xiàn)有許多技術(shù)用于將基帶信號轉(zhuǎn)換成射頻信號。一種技術(shù)涉及將基帶信號直接饋入頻率合成器、如PLL(鎖相環(huán))的輸入端。
PLL的操作是本領(lǐng)域的技術(shù)人員熟知的，因此這里不再進行描述。只需要指出，PLL的分割因子N可以是整數(shù)值，也可以是非整數(shù)值、即分數(shù)N PLL。分數(shù)N PLL通常由S-Δ(sigma delta)調(diào)制器控制。S-Δ調(diào)制器在不同整數(shù)值之間轉(zhuǎn)換PLL的分割因子，使得PLL輸出信號的所得平均值可成為其參考信號的分數(shù)倍。
將基帶信號施加到S-Δ調(diào)制器產(chǎn)生對分數(shù)N PLL的直接調(diào)制。通常，把基帶信號的濾波形式提供給S-Δ調(diào)制器，然后S-Δ調(diào)制器采用基帶信號的瞬時頻率來改變分頻器的頻率分割因子。通過采用S-Δ調(diào)制器控制頻率分割因子，可產(chǎn)生具有恒定包絡(luò)的調(diào)制(即頻率和相位調(diào)制)。而且由于S-Δ調(diào)制器取代了復(fù)雜的模擬電路，因此可為恒定包絡(luò)系統(tǒng)(例如全球移動通信系統(tǒng)(GSM)或數(shù)字通信系統(tǒng)(DCS))開發(fā)極緊湊的體系結(jié)構(gòu)。
目前，完整的無線電發(fā)射機可采用直接調(diào)制方法集成到單個ASIC(專用集成電路)中。
但是，恒定包絡(luò)系統(tǒng)不是帶寬效率高的，因此一些所提出的系統(tǒng)除相位及頻率調(diào)制之外還采用幅度調(diào)制。這些系統(tǒng)的實例包括EDGE(增強數(shù)據(jù)GSM環(huán)境)和WCDMA(寬帶碼分多址)。在這些系統(tǒng)中，調(diào)制信號被分為相位部分和幅度部分。相位部分被引入分數(shù)NPLL，以及幅度部分被加入(有效相乘)后置PLL功率放大器。這樣，在整個調(diào)制器上可使用開關(guān)塊，這極具功率效率。
但是，把信號分為幅度和相位部分時，相位和幅度部分的相應(yīng)帶寬變得比組合信號的帶寬大得多。而且由于幅度和相位部分在PLL之后的乘法器中組合，因此對幅度和相位部分的動態(tài)范圍和帶寬、以及還對幅度和相位部分之間的定時提出嚴格的要求。
避免PLL環(huán)路帶寬限制的一種方法是對PLL增加另一個調(diào)制點，因而得到術(shù)語“雙點調(diào)制”。在雙點調(diào)制中，第二調(diào)制信號在環(huán)路濾波器之后被插入PLL。雙點相位調(diào)制器的一個實例如

圖1所示。雙點相位調(diào)制器包括相位頻率檢測器25、環(huán)路濾波器65(這是低通(LP)濾波器)、加法器11、壓控振蕩器(VCO)16、反饋回路中的分頻器8、以及S-Δ調(diào)制器9。還提供后置PLL功率放大器14用于加上幅度部分。在題為“具有DC響應(yīng)的三點調(diào)制的頻率合成器系統(tǒng)及方法”的美國專利第5834987號中描述了一種相似的調(diào)制方案。
在操作中，基帶信號的瞬時頻率finst在兩點施加到PLL 15點10(在S-Δ調(diào)制器上)和點12(在加法器上)。參考頻率θref施加到相位頻率檢測器25，以及幅度部分“A”施加到功率放大器14。從調(diào)制輸入到VCO16的輸出的傳遞函數(shù)可導(dǎo)出為
θout,VCO(s)=]]>finst(s)NsKphdKvco/sHLP(s)1+KphdKvco/sHLP(s)/N+]]>finst(s)Kvco′Kvco/s1+KphdKvco/sHLP(s)/N=-------(1)]]>finst(s)/sKvco/K′vco+KphdKvco/sHLP(s)/N1+KphdKvco/sHLP(s)/N=]]>Kvco=K′vco]=finst(s)/s]]>可以看到，雙點調(diào)制器的傳遞函數(shù)與PLL環(huán)路帶寬無關(guān)。這消除了PLL環(huán)路帶寬與調(diào)制帶寬之間的折衷。然而，由于傳遞函數(shù)與VCO增益Kvco相關(guān)，因此該方案導(dǎo)致引入新的未知數(shù)，即VCO增益的估算K’vco。如果K’vco出錯，則頻譜增長可能產(chǎn)生，這可能損害系統(tǒng)的ACPR(相鄰信道功率比)要求。
標準VCO配置如圖2所示?？梢钥吹剑琕CO包括由電感器L1、L2(20，22)和變?nèi)荻O管Cv(30，32)組成的諧振器。寄生電容Cpar(24)表示從諧振器看到的所有電容負載和所有寄生電容。還提供了由耦合電容器Cc(26，28)和Rgnd(34，36)(變?nèi)荻O管的接地參考)組成的調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，用于將變?nèi)荻O管Cv松耦合到諧振器。圖2的下部表示負責保持振蕩的有源元件(例如晶體管38、40)。在帶有板載VCO的射頻(RF)ASIC中，VCO增益與電感器的大小、輸出頻率以及變?nèi)荻O管的偏置點相關(guān)。
VCO的調(diào)諧靈敏度(VCO增益)通過取VCO中心頻率wo對調(diào)諧電壓的導(dǎo)數(shù)來得出，如下式所示wo=1LtotCtot;]]>∂wo∂Vtune=∂wo∂Ctot∂Ctot∂Cv∂Cv∂Vtune=Ltot2(LtotCtot)3/212(CcCc+Cv)2∂CV∂Vtune=--------(2)]]>-Ltotwo3212(CcCc+Cv)2∂Cv∂Vtune]]>
從式(2)可以看出，調(diào)諧靈敏度與許多參數(shù)相關(guān)。例如，VCO片上電感器(例如L1、L2)為大金屬結(jié)構(gòu)，并且本質(zhì)上是穩(wěn)定的。變?nèi)荻O管電容和變?nèi)荻O管電容的斜率與調(diào)諧電壓Vtune(42)相關(guān)。調(diào)諧電壓Vtune又與VCO中心頻率相關(guān)。但是，通過進行仔細設(shè)計以及記住上述等式，總VCO增益變化可被減小。
包含所測量VCO增益與頻率的表可補償VCO增益的變化。但是，這個解決方案的主要問題在于，當制造電路時，諧振器的寄生電容(Cpar)變化，因此需要不同的調(diào)諧電壓來得到正確的輸出頻率。VCO增益從一個樣本到另一個樣本可能變化高達50％。這意味著必須對每個VCO芯片測量VCO增益以獲得穩(wěn)定的性能。
在美國專利第5834987號中描述了另一個解決方案，它是一種改進的VCO電路配置，其中，VCO具有兩個獨立輸入，一個用于PLL調(diào)諧電壓，一個用于調(diào)制輸入。這種電路配置如圖3所示?？梢钥吹剑瑘D3的電路類似于圖2的電路，只不過增加了獨立的調(diào)諧輸入Vmod(50)和調(diào)制變?nèi)荻O管Cv1(30-1，32-1)用于調(diào)制。還提供了耦合電容CC1(26-1，28-1)以及接地電阻器Rgnd1(34-1，36-1)。Vmod調(diào)諧輸入與Vtune調(diào)諧輸入(42)相似，但施加了一個DC電壓來設(shè)置變?nèi)荻O管Cv1的工作點。這允許調(diào)制變?nèi)荻O管Cv1被偏置在適當?shù)腄C電平。另外，可為調(diào)制而優(yōu)化輸入帶寬和調(diào)諧靈敏度。如果施加到變?nèi)荻O管Cv1的DC電平是恒定的，則等式(2)中唯一改變的是中心頻率。換言之，改進的VCO解決方案與寄生電容變化無關(guān)，因為這些變化在調(diào)諧電壓中得到補償。這意味著逐個樣本間的VCO增益變化主要取決于特定偏置點處的變?nèi)荻O管的分散以及耦合電容的分散。但通過仔細設(shè)計，VCO增益變化可變?yōu)樾∮?0％(主要通過選擇大尺寸元件)。
雖然上述設(shè)計有優(yōu)點，但對于對VCO增益估算有嚴格要求的一些系統(tǒng)、如EDGE和WCDMA系統(tǒng)，它們可能有所欠缺。此外，對于具有更復(fù)雜調(diào)制方案的未來系統(tǒng)(如16QAM)，VCO增益估算的要求甚至會更高。因此，需要VCO增益的某種自動校準或微調(diào)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對用于相位調(diào)制器中的VCO增益的自動校準的方法及系統(tǒng)。本發(fā)明的方法及系統(tǒng)包括在相位調(diào)制器中采用具有頻率控制輸入、調(diào)制輸入和反饋回路的受控振蕩器來合成具有給定輸出頻率的信號。頻率控制信號施加到頻率控制輸入，以及經(jīng)由調(diào)制輸入在反饋回路外部對受控振蕩器的增益變化進行補償。本發(fā)明的方法及系統(tǒng)可用于任何采用相位和幅度調(diào)制的電信系統(tǒng)中，包括EDGE和WCDMA系統(tǒng)。
一般來說，在一個方面，本發(fā)明針對相位調(diào)制器。相位調(diào)制器包括鎖相環(huán)，其中具有相位頻率檢測器、耦合到相位頻率檢測器的低通調(diào)制輸入、壓控振蕩器以及耦合到壓控振蕩器的高通調(diào)制輸入。微調(diào)電路連接在相位頻率檢測器與壓控振蕩器之間。微調(diào)電路配置成接收來自相位頻率檢測器的誤差信號以及控制高通調(diào)制輸入的增益，使得高通調(diào)制輸入和低通調(diào)制輸入共同構(gòu)成到壓控振蕩器的全通調(diào)制輸入。
一般來說，在另一方面，本發(fā)明針對一種控制相位調(diào)制器中的壓控振蕩器的增益的方法，相位調(diào)制器具有鎖相環(huán)，其中包括相位頻率檢測器、耦合到相位頻率檢測器的低通調(diào)制輸入、壓控振蕩器、耦合到壓控振蕩器的高通調(diào)制輸入、以及微調(diào)電路。該方法包括以下步驟在微調(diào)電路中從相位頻率檢測器接收誤差信號，以及利用微調(diào)電路和誤差信號來控制高通調(diào)制輸入的增益，使得高通調(diào)制輸入和低通調(diào)制輸入共同構(gòu)成到壓控振蕩器的全通調(diào)制輸入。
一般來說，在又一個方面，本發(fā)明針對鎖相環(huán)。鎖相環(huán)包括相位頻率檢測器、壓控振蕩器以及連接在相位頻率檢測器與壓控振蕩器之間的微調(diào)電路。微調(diào)電路配置成從相位頻率檢測器接收誤差信號，以及根據(jù)誤差信號和壓控振蕩器的增益的估算來控制壓控振蕩器的增益。
一般來說，在又一個方面，本發(fā)明針對頻率合成器。頻率合成器包括壓控振蕩器，其中具有響應(yīng)頻率控制輸入信號而產(chǎn)生輸出頻率的調(diào)諧輸入以及具有反饋回路；以及補償電路，用于在反饋回路外部補償受控振蕩器的增益變化。
一般來說，在又一個方面，本發(fā)明針對合成具有給定輸出頻率的信號的方法。該方法包括響應(yīng)施加到具有反饋回路的受控振蕩器的頻率控制輸入的頻率控制信號而產(chǎn)生輸出頻率，以及在反饋回路外部補償受控振蕩器的增益變化。
一般來說，在又一個方面，本發(fā)明針對雙點相位調(diào)制器，它具有用于自動VCO增益補償?shù)难a償環(huán)路。調(diào)制器包括受控振蕩器，其中具有響應(yīng)頻率控制輸入信號而產(chǎn)生輸出頻率的調(diào)諧輸入以及具有反饋回路；補償電路，用于在反饋回路外部補償受控振蕩器的增益變化。
應(yīng)當強調(diào)，在本說明中使用的術(shù)語“包括”用來指明存在所述特征、整數(shù)、步驟或元件；但并不排除存在或附加一個或多個其它特征、整數(shù)、步驟、元件或上述各項的集合。
附圖概述通過結(jié)合附圖參照以下詳細說明，可以更好地理解本發(fā)明，其中圖1是先前部分描述過的框圖，表示雙點調(diào)制；圖2是先前部分描述過的典型差動片上VCO的簡化示意圖；圖3是先前部分描述過的為調(diào)制優(yōu)化的改進VCO的簡化示意圖；圖4是框圖，表示根據(jù)本發(fā)明的實施例、具有額外電荷泵的改進相位頻率檢測器；圖5是根據(jù)本發(fā)明的實施例、利用雙點相位調(diào)制和反饋來設(shè)置VCO增益估算的調(diào)制器的框圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的實施例、利用雙點相位調(diào)制和反饋來設(shè)置VCO增益估算的調(diào)制器的另一個實施例的框圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明的實施例、與圖6相似的調(diào)制器的框圖，它經(jīng)過修改以測量環(huán)路電壓而不是電荷泵輸出；圖8是根據(jù)本發(fā)明的實施例、經(jīng)過修改以測量環(huán)路電壓而不是電荷泵輸出的另一個調(diào)制器的框圖；圖9是用于圖8的調(diào)制器的環(huán)路電壓放大器的示范實現(xiàn)的框圖；圖10是用于圖8的調(diào)制器的VCO微調(diào)環(huán)路的示范實現(xiàn)的示意圖；圖11是圖8所示的環(huán)路電壓放大器的示范實現(xiàn)的示意圖；圖12是圖8所示的限制/延遲塊的示范實現(xiàn)的示意圖；圖13是圖8所示的混頻器的示范實現(xiàn)的示意圖；以及圖14是圖8所示的可變增益塊的示范實現(xiàn)的示意圖。
本發(fā)明的優(yōu)選示范實施例的詳細說明下面是參照附圖對本發(fā)明的實施例的詳細描述，其中類似元件的數(shù)字和標號一直使用。
如前面所述，利用上述調(diào)制方案，某些系統(tǒng)、如EDGE和WCDMA以及具有更復(fù)雜調(diào)制方案的未來系統(tǒng)(例如16QAM)要求更嚴格的VCO增益估算。因此，本發(fā)明針對用于VCO增益的自動校準的方法及系統(tǒng)。另外，采用自動校準可能得到制造方面更高的產(chǎn)量以及更穩(wěn)定的工作。
再參照圖3的改進VCO，對VCO增益變化的補償可通過改變調(diào)制輸入變?nèi)荻O管Cv1上的DC電平來施加。通過在數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)(沒有明確示出)之后應(yīng)用VCO增益估算K’VCO，DAC的動態(tài)范圍要求沒有受到影響；其中，數(shù)模轉(zhuǎn)換器用于在VCO輸入處(即圖1的點12)施加調(diào)制。這些一般考慮事項也適用于以下所述的反饋系統(tǒng)。
重新參照圖1的雙點調(diào)制器，施加在VCO輸入(點12)處的調(diào)制信號引起VCO輸出頻率的變化。因此，中和輸出由相位頻率檢測器25產(chǎn)生，以嘗試校正VCO輸出頻率。但是，當同樣的調(diào)制信號施加在前置換算器(即分頻器)8輸入時，來自相位頻率檢測器輸出的誤差信號為零。圖1中的方案對相位頻率檢測器25產(chǎn)生以下傳遞函數(shù)θout,PFD(s)=finst(s)K′VCO-KvcoK′VCOKphdNs1+KphdKvcoHLP(s)Ns-----(3)]]>從等式(3)中可以看出，來自相位頻率檢測器的輸出可用于對VCO增益估算進行微調(diào)。例如，在本發(fā)明的一些實施例中，額外的電荷泵可添加到相位頻率檢測器，與當前現(xiàn)有的電荷泵并聯(lián)。圖4表示根據(jù)本發(fā)明的實施例的相位頻率檢測器80的示范實現(xiàn)。相位頻率檢測器80與傳統(tǒng)相位頻率檢測器的相似之處在于，參考信號和前置換算器(分頻器)信號分別提供給觸發(fā)器406和408。觸發(fā)器406和408控制電荷泵402，使它輸出與參考和前置換算器輸入之間的相位差成比例的電荷?！芭c”門410用于使觸發(fā)器復(fù)位，延遲單元412用于靜帶補償。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，相位頻率檢測器80包括與第一電荷泵402并聯(lián)的第二電荷泵404，如圖所示。兩個電荷泵產(chǎn)生具有大致相同占空度的兩個誤差信號，即輸出電流60和62。第一輸出60如本領(lǐng)域一般的作法那樣用于PLL環(huán)路濾波器，而第二輸出62則向VCO提供反饋，用于對VCO增益估算進行微調(diào)。
圖5說明根據(jù)本發(fā)明的實施例、利用相位頻率檢測器80的示范雙點相位調(diào)制器500。圖5中的方案與圖4中的方案的相似之處在于，第一誤差信號60被提供給環(huán)路濾波器65。調(diào)制器500包括微調(diào)或控制環(huán)路，它包括匹配濾波器70和可變增益放大器75。來自第二電荷泵404的第二誤差信號62則被提供給匹配濾波器70，它用于測量因VCO增益估算誤差產(chǎn)生的調(diào)制誤差，以及還設(shè)置微調(diào)環(huán)路的調(diào)節(jié)的動態(tài)特性(例如穩(wěn)定時間以及穩(wěn)定過程中的減幅振蕩)。濾波器70應(yīng)當能夠檢測誤差信號62的極性，以便產(chǎn)生校正信號。這個極性可通過將誤差信號62與原始調(diào)制信號finst相關(guān)來測量。
圖6說明雙點相位調(diào)制器600的另一個實施例，其中增加了對于因中心頻率變化而引起的VCO增益變化的補償。圖6的調(diào)制器600類似于圖5的調(diào)制器500，但增加了可變增益放大器175，作為第二調(diào)制信號的輸入。這允許使用對來自DAC(沒有明確示出)的VCO增益變化的粗略估算(根據(jù)中心頻率wo)，這減小反饋通路的增益范圍。另外，加法器11已經(jīng)刪去，以及增加了具有獨立調(diào)制輸入90的VCO116。采用這個VCO 116，放大器75和175可用來改變施加到變?nèi)荻O管(參見圖3)的DC電平。由于VCO增益變化的頻率相關(guān)部分(參見等式(2))是已知的，因此可在反饋回路外部進行補償。在反饋回路外部對部分VCO增益估算誤差的補償允許更短的穩(wěn)定時間，因為控制環(huán)路中的可變放大器75的范圍可由于初始誤差更小而被減小。
在上述方案的一個示范實現(xiàn)中，小測試信號可施加到兩個調(diào)制點。如果VCO增益估算是正確的，則沒有輸出來自相位頻率檢測器80。否則，如果積分后的PLL輸出信號以測試信號頻率被連續(xù)抽樣，則產(chǎn)生對應(yīng)于失配的DC電壓。這個電壓可用來設(shè)置包括放大器175、75在內(nèi)的第二調(diào)制通路中的增益。結(jié)果是用于控制VCO增益估算的反饋系統(tǒng)?？蓱?yīng)用某個附加濾波(例如經(jīng)由匹配濾波器70)來獲得補償環(huán)路中的正確動態(tài)特性。
測試信號出現(xiàn)在PLL輸出處，因此必須被選擇為足夠低，使得不會破壞在施加到發(fā)送信道外部時的相鄰信道功率比(ACPR)范圍，或者在信號施加到發(fā)送信道內(nèi)時的EVM(誤差向量大小)。測試信號在PLL(參見圖1)之后與幅度信號混頻，因而將不會作為支線(spur)出現(xiàn)在調(diào)制器輸出處。
另外，當采用雙電荷泵解決方案時，所測量的誤差信號表示相位誤差信號的高通(HP)濾波形式。由于誤差信號的主要能量包含在低頻(LF)部分，因此這可能意味著誤差信號的質(zhì)量不是最理想的。
如果誤差信號反而是在環(huán)路濾波器之后測量的，則產(chǎn)生頻率誤差的低通(LP)濾波形式，它可用于自動調(diào)諧。誤差信號則變?yōu)閒error(s)=finst(s)K′VCO-KvcoK′VCOKphdHLP(s)Ns1+KphdKvcoHLP(s)Ns------(4)]]>這要求兩個頻率插入點為DC耦合的。這個解決方案的框圖如圖7所示。可以看出，圖7的調(diào)制器700與圖6的調(diào)制器600的不同之處在于，匹配濾波器70已經(jīng)重新設(shè)置到環(huán)路濾波器65之后。這使環(huán)路電壓可被測量并用來控制VCO增益。
圖8表示根據(jù)本發(fā)明的一些實施例的另一個雙點相位調(diào)制器800，它采用環(huán)路電壓來控制VCO增益。雙點相位調(diào)制器800包括圖7所示的調(diào)制器700的全部元件。另外，雙點相位調(diào)制器800還包括環(huán)路電壓放大器802、限制/延遲塊804以及混頻器806。信號“Trimstart”用來啟動增益微調(diào)過程，并在PLL開始其鎖相過程之后的一定量時間之內(nèi)被觸發(fā)。為了對VCO增益進行微調(diào)，誤差信號810在環(huán)路濾波器65之后、但在加法器11之前的環(huán)路中被測量。然后，誤差信號810由環(huán)路電壓放大器802進行放大和濾波，然后在混頻器806中與調(diào)制信號的延遲/限制形式混頻。積分器808對來自混頻器806的混頻信號進行積分，以及可變增益放大器75在VCO調(diào)制信號經(jīng)由加法器11與誤差信號810結(jié)合之前調(diào)整其增益。第二可變增益放大器175允許使用對于因中心頻率wo而引起的VCO增益變化的粗略估算，它減小反饋通路的增益范圍。如上所述，放大器75和175可用來改變施加到變?nèi)荻O管(參見圖3)的DC電平?，F(xiàn)在描述這些塊的每個的示范實現(xiàn)。
圖9說明環(huán)路電壓放大器802的示范實現(xiàn)。這個放大器的目的是放大誤差信號810，使得它較少受到調(diào)制器中的后續(xù)電路的匹配和噪聲要求的限制。誤差信號810與VCO增益成反比。假定60MHz/V的最大VCO增益和60kHz的平均頻率偏差，則VCO輸入處的信號電平大約為1mV。還假定最大殘留誤差約為百分之五，則誤差信號310的最小電平約為50μV。由于環(huán)路電壓根據(jù)發(fā)射機輸出頻率和參數(shù)分散可能變化高達2V，因此調(diào)制器的動態(tài)范圍要求變得大于90dB(20log(2V/50μV)＝92dB)。
另外，由于環(huán)路電壓為DC分量，因此也可通過插入在放大器902之前的高通濾波器來消除。但是，移動電話系統(tǒng)、如GSM(全球移動通信系統(tǒng))和EDGE(增強數(shù)據(jù)GSM環(huán)境)基于TDMA(時分多址)，對于它們來說，因PLL鎖定而不存在每個時隙的環(huán)路電壓的瞬變。但是，這可通過實現(xiàn)具有可變高通截止頻率的反饋放大器來解決。那么，在PLL鎖定期間，截止頻率高，以及在PLL被鎖定之后，增益微調(diào)環(huán)路由Trimstart啟動，它降低了高通濾波器截止頻率。
在一個示范實現(xiàn)中，PLL鎖定時間可能大約75μS。Trimstart信號在這個時間之后例如采用計數(shù)器來觸發(fā)，從而開始增益微調(diào)過程。增益微調(diào)環(huán)路穩(wěn)定時間也可約為75μS，這導(dǎo)致大約150μS的總校準時間，即對GSM/EDGE系統(tǒng)來說足夠的值。
在圖9中，Vloop表示誤差信號810。低通濾波器900抑制來自誤差信號810的任何高頻噪聲。這種高頻噪聲可能由PLL環(huán)路帶寬處的峰化和群延遲波動產(chǎn)生。低通濾波器的截止頻率應(yīng)當?shù)陀赑LL環(huán)路帶寬。例如，如果PLL 3dB環(huán)路帶寬為150kHz，則低通濾波器截止頻率應(yīng)當約為60kHz。
低通濾波器的輸出被提供給差動放大器902。在一些實施例中，差動放大器902具有大約20的增益。差動放大器902的輸出被提供給跨導(dǎo)單元904。對于雙極型晶體管，跨導(dǎo)被定義為
其中ic為集電極電流，vbe為基極-發(fā)射極電壓，以及vcb為集電極-基極電壓?？鐚?dǎo)單元904的輸出則被提供給混頻器806。
差動放大器902的輸出還被提供給第二跨導(dǎo)單元906。這個單元906的跨導(dǎo)值可用來設(shè)置放大器802的帶寬(放大器802具有結(jié)合低通濾波器900構(gòu)成帶通濾波器的高通特性)，如下所示VFB=Vin1+sCA·gm------(6)]]>在接收Trimstart信號之前，跨導(dǎo)單元906的跨導(dǎo)值約為200μA/V，電容C約為500pF，差動放大器增益約為20，它轉(zhuǎn)換為大約1.3MHz的3dB帶寬。注意，階躍響應(yīng)在這種情況下為轉(zhuǎn)換速率有限的，其中轉(zhuǎn)換速率限制被定義為ΔVΔI=IC=11μ&Agr;500pF=22KV/s-------(7)]]>因此，根據(jù)轉(zhuǎn)換速率限制，1V階躍將占用大約45μS。
在接收到Trimstart信號之后，單元906的跨導(dǎo)值變?yōu)?μA/V，以及3dB帶寬變?yōu)?0kHz。因此，環(huán)路電壓放大器802這時為具有大約6-60 kHz帶寬的帶通放大器。
對于混頻器806，重新參照圖8，這個元件用來把原始輸入信號finst與誤差信號810相關(guān)，以便達到反饋信號的適當符號。在一些實施例中，普通的吉爾伯特混頻器可用來實現(xiàn)混頻器806。
通過補償PLL的群延遲，限制/延遲塊804使混頻器806可以正確工作。在本發(fā)明的一些實施例中，限制/延遲塊804可通過接入/斷開一個或多個RC網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)。
積分器808用來對來自混頻器806的輸出進行積分?；祛l器806的平均輸出信號為對應(yīng)于VCO增益設(shè)定中的誤差的電壓。在本發(fā)明的一些實施例中，這個電壓在積分器808的跨導(dǎo)單元中被轉(zhuǎn)換成電流，然后由積分器808的電容器進行積分。這個電容器上的電壓則用來控制放大器75的增益。在一些實施例中，積分器808的跨導(dǎo)可以是可編程的，以便優(yōu)化環(huán)路穩(wěn)定時間。在任何情況下，由于誤差信號810與VCO增益成反比，因此跨導(dǎo)應(yīng)當與VCO增益成比例。
圖10是圖8所示的VCO微調(diào)環(huán)路的示范實現(xiàn)的高級示意圖。在圖10中，左下部分表示環(huán)路電壓放大器802，左上部分表示限制/延遲塊804，中部表示混頻器806和跨導(dǎo)單元808的組合，以及右部表示可變增益放大器75和175。標記為“f_mom”和“f_mom_bar”的信號表示finst/K’VCO的差分形式，以及“LOn”和“LOp”分別表示f_mom和f_mom_bar的延遲以及限制形式。Imixern和Imixerp表示來自進入混頻器806的差動放大器802的差動輸出電流?！癝bt”表示到片上襯底的連接?！癡fb”表示差動放大器802中的反饋節(jié)點，以及“Vbgr”表示來自設(shè)置整個電路的偏置點的片上帶隙參考的參考電壓?！癡cc”和“Gnd”分別表示電源電壓和地。下面描述這些塊中每個的示范實現(xiàn)。
現(xiàn)在參照圖11，表示圖9的環(huán)路電壓放大器802的示范實現(xiàn)。在此圖中，R0和C2提供低通濾波器900的示范實現(xiàn)。M1、M2、R21和R22提供差動放大器902的示范實現(xiàn)。Q2和Q3用于電壓電平移動。Q17、R15和M3-M6用來設(shè)置DC偏置點。Q4和Q5提供驅(qū)動混頻器的跨導(dǎo)(由Q18和R5進行DC偏置)。Q12-Q15、Q6、Q7、Q26和Q27提供驅(qū)動反饋通路的跨導(dǎo)。C7為積分電容器。通過采用Trimstart信號連接Q20、R8、M7或者Q19、R23、M0，跨導(dǎo)是可轉(zhuǎn)換的。
圖12說明限制/延遲塊804的示范實現(xiàn)。在此圖中，Q18、Q19、R18和R19提供限制器，以及RC組合R18、R20和C1、C2提供延遲。偏置點由Q17和R15設(shè)置。
圖13說明混頻器806的示范實現(xiàn)。在此圖中，Q6-Q9提供標準的吉爾伯特混頻器，以及R1和R2為混頻器負載電阻。Q22和Q23(由Q23、Q26和R9、R11進行DC偏置)用于DC電平移動。驅(qū)動積分電容器C1的跨導(dǎo)由Q3、Q4、Q10和Q11(由Q25和R0進行DC偏置)組成。C1上的電壓則控制頻率通路的增益。
圖14說明可變增益放大器75和175的示范實現(xiàn)。這個塊將差動頻率信號轉(zhuǎn)換為可驅(qū)動Vmod(參見圖3)的單端信號。電阻器R34兩端的電壓調(diào)制VCO的Vmod。晶體管M3和M4組成電流反射鏡。晶體管Q35和電阻器R44用來設(shè)置通過電阻器R34的DC電流/電壓。這使頻率輸入為負。晶體管Q18、Q19、M1和M2與電阻器R43共同構(gòu)成發(fā)射極退化跨導(dǎo)(由晶體管Q32和Q33以及電阻器R40和R41進行DC偏置)，它向晶體管M3和M4組成的電流反射鏡輸出電流。這個電路組成固定增益部分。
可變增益部分由另一個跨導(dǎo)組成，它包括晶體管Q12、Q13、M1和M2以及電阻器R42(由晶體管Q30和Q31、電阻器R38和R39進行DC偏置)。為了允許增益變化，吉爾伯特增益放大器通過晶體管Q14-Q17、Q36和Q37構(gòu)成。吉爾伯特增益放大器是采用由晶體管M23和M24以及電阻器R18(由晶體管Q27和Q28以及電阻器R15和R16進行DC偏置)構(gòu)成的跨導(dǎo)受到電流控制。
晶體管M24的柵極DC電平由晶體管Q29和電阻器R17、R45和晶體管Q0來設(shè)置。在Trimstart信號之前(即在PLL鎖定期間)，可變增益部分采用MOS開關(guān)M10被設(shè)置成最大值的一半。這允許在發(fā)出Trimstart信號之后增益向下及向上對稱變化。
以上參照在VCO以及分頻器輸入處的兩個調(diào)制點描述了本發(fā)明的實施例。但是，本發(fā)明可同樣適用于具有一個低通通路和一個高通通路的任何雙點調(diào)制器。例如，低通通路可通過PLL參考信號提供。
雖然已經(jīng)說明和描述了本發(fā)明的具體實施例和應(yīng)用，但要理解，本發(fā)明不限于本文所公開的確切構(gòu)造和組成，通過以上描述，各種修改、變更及變化會是十分明顯的，未背離所附權(quán)利要求中定義的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種相位調(diào)制器，包括鎖相環(huán)，具有相位頻率檢測器、耦合到所述相位頻率檢測器的低通調(diào)制輸入、壓控振蕩器以及耦合到所述壓控振蕩器的高通調(diào)制輸入；以及連接在所述相位頻率檢測器與所述壓控振蕩器之間的微調(diào)電路，所述微調(diào)電路配置成接收來自所述相位頻率檢測器的誤差信號以及控制所述高通調(diào)制輸入的增益，使得所述高通調(diào)制輸入和所述低通調(diào)制輸入共同構(gòu)成到所述壓控振蕩器的全通調(diào)制輸入。
2.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述微調(diào)電路配置成將所述壓控振蕩器的增益的估算值應(yīng)用于所述壓控振蕩器。
3.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述相位頻率檢測器包括第一電荷泵和第二電荷泵，以及所述誤差信號包括來自所述第一電荷泵的反饋分量以及來自所述第二電荷泵的增益控制分量。
4.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，在所述微調(diào)電路中還包括濾波器，配置成控制所述微調(diào)電路的動態(tài)特性。
5.如權(quán)利要求4所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述補償電路與環(huán)路濾波器并聯(lián)設(shè)置。
6.如權(quán)利要求4所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述補償電路設(shè)置在所述環(huán)路濾波器之后。
7.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，還包括耦合到所述壓控振蕩器的可變放大器，用于根據(jù)所述壓控振蕩器的預(yù)期輸出信號的中心頻率將所述壓控振蕩器的增益的估算引入所述壓控振蕩器。
8.如權(quán)利要求7所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述壓控振蕩器具有分開的調(diào)制輸入，用于接收所述可變放大器的輸出。
9.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，還包括加法器，用于結(jié)合所述低通調(diào)制輸入和所述高通調(diào)制輸入。
10.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述微調(diào)電路包括環(huán)路電壓放大器，配置成在接收到開始信號時放大所述誤差信號；延遲和限制部分，配置成延遲和限制提供給所述高通調(diào)制輸入的調(diào)制信號；混頻器，配置成將已放大的誤差信號與已延遲和限制的調(diào)制信號進行混頻；以及積分器，配置成對已混頻信號進行積分，其中已積分混頻信號用來控制提供給所述高通調(diào)制輸入的調(diào)制信號的增益。
11.如權(quán)利要求10所述的相位調(diào)制器，其特征在于，環(huán)路電壓放大器包括配置成對所述誤差信號濾波的低通濾波器以及配置成放大已濾波誤差信號的差動放大器。
12.如權(quán)利要求11所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述環(huán)路電壓放大器還包括所述差動放大器的反饋通路中的跨導(dǎo)單元，以及所述跨導(dǎo)單元的跨導(dǎo)在高值與低值之間的交換將所述差動放大器轉(zhuǎn)換成帶通放大器。
13.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述相位調(diào)制器配置成用于增強數(shù)據(jù)GSM環(huán)境通信系統(tǒng)。
14.如權(quán)利要求1所述的相位調(diào)制器，其特征在于，所述相位調(diào)制器配置成用于寬帶碼分多址通信系統(tǒng)。
15.在具有鎖相環(huán)和微調(diào)電路的相位調(diào)制器中，所述鎖相環(huán)包括相位頻率檢測器、耦合到所述相位頻率檢測器的低通調(diào)制輸入、壓控振蕩器、耦合到所述壓控振蕩器的高通調(diào)制輸入，一種控制所述壓控振蕩器的增益的方法，包括在所述微調(diào)電路中從所述相位頻率檢測器接收誤差信號；以及采用所述微調(diào)電路和所述誤差信號來控制所述高通調(diào)制輸入的增益，使得所述高通調(diào)制輸入和所述低通調(diào)制輸入共同構(gòu)成到所述壓控振蕩器的全通調(diào)制輸入。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括將所述壓控振蕩器的增益的估算值應(yīng)用于所述壓控振蕩器。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，接收誤差信號的步驟包括接收所述誤差信號的反饋分量以及所述誤差信號的增益控制分量。
18.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括對所接收的誤差信號進行濾波，以便控制所述微調(diào)電路的動態(tài)特性。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述誤差信號在經(jīng)過濾波之后通過所述微調(diào)電路。
20.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述誤差信號在經(jīng)過濾波之前通過所述微調(diào)電路。
21.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括根據(jù)使用的壓控振蕩器的預(yù)期輸出信號的中心頻率將所述壓控振蕩器的增益的估算結(jié)果引入所述壓控振蕩器。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述壓控振蕩器具有分開的調(diào)制輸入，用于接收所述壓控振蕩器的增益的估算結(jié)果。
23.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括結(jié)合所述低通調(diào)制輸入和所述高通調(diào)制輸入。
24.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，控制所述高通調(diào)制輸入的增益的步驟包括在接收到開始信號時放大所述誤差信號；延遲和限制提供給所述高通調(diào)制輸入的調(diào)制信號；將已放大的誤差信號與已延遲和限制的調(diào)制信號進行混頻；以及對已混頻信號進行積分，其中已積分混頻信號用來控制提供給所述高通調(diào)制輸入的調(diào)制信號的增益。
25.如權(quán)利要求24所述的方法，其特征在于，放大所述誤差信號的步驟包括對所述誤差信號進行低通濾波以及對所述誤差信號進行差動放大。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，放大所述誤差信號的步驟還包括將所述誤差信號轉(zhuǎn)換成帶通信號。
27.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法用于增強數(shù)據(jù)GSM環(huán)境通信系統(tǒng)。
28.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法用于寬帶碼分多址通信系統(tǒng)。
29.一種鎖相環(huán)，包括相位頻率檢測器；壓控振蕩器；以及微調(diào)電路，連接在所述相位頻率檢測器與所述壓控振蕩器之間，所述微調(diào)電路配置成接收來自所述相位頻率檢測器的誤差信號，以及根據(jù)所述誤差信號以及所述壓控振蕩器的增益的估算結(jié)果來控制所述壓控振蕩器的增益。
30.一種頻率合成器，包括壓控振蕩器，具有響應(yīng)頻率控制輸入信號而產(chǎn)生輸出頻率的調(diào)諧輸入以及具有反饋回路；以及補償電路，用于在所述反饋回路外部補償所述受控振蕩器的增益變化。
31.如權(quán)利要求30所述的頻率合成器，其特征在于，所述補償電路將所述增益變化的估算值應(yīng)用于所述受控振蕩器。
32.如權(quán)利要求30所述的頻率合成器，其特征在于，還包括響應(yīng)參考頻率信號和反饋信號以產(chǎn)生誤差輸出信號的相位比較器，所述相位比較器包括第一電荷泵和第二電荷泵，所述第一電荷泵接收所述參考頻率信號以及所述第二電荷泵接收已分割信號，所述第一和第二電荷泵產(chǎn)生第一和第二輸出電流，所述第一輸出電流可用作誤差信號以及所述第二輸出電流可用于對所述受控振蕩器增益的增益估算結(jié)果進行微調(diào)。
33.如權(quán)利要求32所述的頻率合成器，其特征在于，還包括環(huán)路濾波器，響應(yīng)所述誤差信號以產(chǎn)生所述頻率控制輸入信號，以及微調(diào)電路，響應(yīng)所述第二輸出電流以設(shè)置包括所述補償電路的微調(diào)環(huán)路的動態(tài)特性。
34.如權(quán)利要求33所述的頻率合成器，其特征在于，所述補償電路還包括與所述受控振蕩器耦合的可變放大器，用于根據(jù)預(yù)期輸出頻率的中心頻率來引入所述增益變化的估算結(jié)果，從而減小所述反饋回路的增益范圍。
35.如權(quán)利要求34所述的頻率合成器，其特征在于，所述受控振蕩器具有分開的調(diào)制輸入，用于接收所述可變放大器的輸出。
36.一種合成具有給定輸出頻率的信號的方法，所述方法包括響應(yīng)施加到具有反饋回路的受控振蕩器的頻率控制輸入的頻率控制信號而產(chǎn)生輸出頻率；以及在所述反饋回路外部補償所述受控振蕩器的增益變化。權(quán)利要求13的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生步驟包括將參考頻率信號和反饋信號施加到相位比較器，用于產(chǎn)生誤差輸出信號；以及所述相位比較器包括第一電荷泵和第二電荷泵，所述參考頻率信號被施加到所述第一電荷泵，以及包含所述反饋信號的前置換算器輸入信號被施加到所述第二電荷泵；所述第一和第二電荷泵產(chǎn)生第一和第二輸出電流，所述第一輸出電流可用作誤差信號，以及所述第二輸出電流可用于對所述受控振蕩器增益的增益估算結(jié)果進行微調(diào)。
37.如權(quán)利要求36所述的方法，其特征在于，還包括響應(yīng)所述誤差信號而產(chǎn)生所述頻率控制輸入信號，以及響應(yīng)所述第二輸出電流而設(shè)置微調(diào)環(huán)路的動態(tài)特性。
38.如權(quán)利要求37所述的方法，其特征在于，還包括根據(jù)預(yù)期輸出頻率的中心頻率引入振蕩器增益估算結(jié)果，從而減小所述反饋回路的增益范圍。
39.一種相位檢測器，包括相位比較器，響應(yīng)參考頻率信號和反饋信號以產(chǎn)生誤差輸出信號；所述相位比較器包括第一電荷泵和第二電荷泵，所述第一電荷泵接收參考頻率信號以及所述第二電荷泵接收前置換算器輸入信號，所述第一和第二電荷泵產(chǎn)生第一和第二輸出電流，所述第一輸出電流可用作誤差信號以及所述第二輸出電流可用于對受控振蕩器增益的增益估算結(jié)果進行微調(diào)。
40.一種用于合成具有給定輸出頻率的信號的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于響應(yīng)施加到具有反饋回路的受控振蕩器的頻率控制輸入的頻率控制信號而產(chǎn)生輸出頻率的部件；以及用于在所述反饋回路外部補償所述受控的增益變化的部件。
41.一種雙點相位調(diào)制器，具有用于自動VCO增益補償?shù)难a償環(huán)路，包括受控振蕩器，具有響應(yīng)頻率控制輸入信號而產(chǎn)生輸出頻率的調(diào)諧輸入以及具有反饋回路；以及補償電路，用于在所述反饋回路外部補償所述受控振蕩器的增益變化。
42.如權(quán)利要求41所述的調(diào)制器，其特征在于，所述補償電路將所述增益變化的估算值應(yīng)用于所述受控振蕩器。
43.如權(quán)利要求41所述的調(diào)制器，其特征在于，還包括相位比較器，響應(yīng)參考頻率信號和反饋信號以產(chǎn)生誤差輸出信號，以及所述相位比較器包括第一電荷泵和第二電荷泵，所述第一電荷泵接收所述參考頻率信號以及第二電荷泵接收已分割信號，所述第一和第二電荷泵產(chǎn)生第一和第二輸出電流，所述第一輸出電流可用作誤差信號以及所述第二輸出電流可用于對所述受控振蕩器增益的增益估算結(jié)果進行微調(diào)。
44.如權(quán)利要求43所述的調(diào)制器，其特征在于，還包括環(huán)路濾波器，響應(yīng)所述誤差信號以產(chǎn)生所述頻率控制輸入信號，以及微調(diào)電路，響應(yīng)所述第二輸出電流以設(shè)置包括所述補償電路的微調(diào)環(huán)路的動態(tài)特性。
45.如權(quán)利要求44所述的調(diào)制器，其特征在于，所述補償電路還包括與所述受控振蕩器耦合的可變放大器，用于根據(jù)預(yù)期輸出頻率的中心頻率來引入所述增益變化的估算結(jié)果，從而減小所述反饋回路的增益范圍。
46.如權(quán)利要求45所述的調(diào)制器，其特征在于，所述受控振蕩器具有分開的調(diào)制輸入，用于接收所述可變放大器的輸出。
全文摘要
公開了用于自動校準相位調(diào)制器中的VCO增益的方法和系統(tǒng)。本發(fā)明的方法及系統(tǒng)包括在相位調(diào)制器中采用具有頻率控制輸入、調(diào)制輸入和反饋回路的受控振蕩器來合成具有給定輸出頻率的信號。頻率控制信號施加到頻率控制輸入，以及經(jīng)由調(diào)制輸入在反饋回路外部對受控振蕩器的增益變化進行補償。本發(fā)明的方法及系統(tǒng)可用于任何采用相位及幅度調(diào)制的電信系統(tǒng)，包括EDGE和WCDMA系統(tǒng)。
文檔編號H03C3/00GK1682435SQ03821212
公開日2005年10月12日 申請日期2003年9月8日 優(yōu)先權(quán)日2002年9月6日
發(fā)明者M·尼爾松 申請人:艾利森電話股份有限公司