專利名稱：控制感應電動機的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通過電力變換器例如逆變器來控制感應電動機的裝置，尤其涉及用來在低速區(qū)域精確地控制感應電動機之位置、速度及轉(zhuǎn)矩的方法。
由于被廣泛地用于控制鐵和鋼的軋機中的滑差頻率控制型矢量控制方法和目前用于FA的伺服驅(qū)動采用一種根據(jù)差頻指令值及實際轉(zhuǎn)速之和來控制逆變器之輸出頻率的系統(tǒng)，所以速度傳感器對電動機設備來說是不可缺少的，從而這種方法的應用受到了限制。
因此，如在“使用感應電機無速度傳感器矢量控制中的電流狀態(tài)及問題”(由Symposium S.在1991年9月日本電子工程學院的一般會議上公開)一文或美國專利4，680，526中揭示了一般公知的幾種不使用速度傳感器的精確的速度控制方法。
然而，任一方法均存在一個問題，由于初級電阻的減小降低了速度估計時的精確性，因此，由于旋轉(zhuǎn)速度是根據(jù)由電動機旋轉(zhuǎn)而引起的電動勢來估計的，所以在速度接近于零處的電動勢小時降低了速度和轉(zhuǎn)矩控制的精確性。
而且，滑差額率控制型矢量控制方法(使用一傳感器)存在一問題電動機的磁通隨著轉(zhuǎn)矩而變化，或除非用來計算滑差頻率指令值的電動機的次級電阻等于實際值，否則會出現(xiàn)的轉(zhuǎn)矩控制的遲滯。這便是眾所周知的由于次級電阻的波動而造成的矢量控制中的問題。
為了消除無速度傳感器速度控制中初極電阻降低的影響，因此有在電動機中設置一測試線圈，檢測電動機電壓和電流的三次諧波，和檢測電動機的槽隙諧波電壓等幾種方法。然而，從根據(jù)由電動機之旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生的初級聯(lián)鏈磁通量之變化來檢測電動勢的角度而言，任一種方法與上述無速度傳感器矢量控制方法是相同的。因此，由于在零速度附近電動勢小，且在所測得電壓中含有噪聲(來自逆變器的諧波脈動等)從而降低了SNR(信噪比)，同樣難以進行精確的控制。而且，對于任一種方法而言，難以限制電動機的結構。
為了解決使用速度傳感器之矢量控制中次級電阻波動的問題，有些方法檢測電動機的感應電動勢并根據(jù)這種波動量來校正運行中的次級電阻值，以及在電動機中設置一個溫度計，并從測得的溫度來估計次級電阻值，從而將估計值用作工作時的次級電阻值。然而，前者的缺點在于由于如上所述，當速度接近于零處感應電動勢小時初級電阻減小，因而準確的聯(lián)系有困難，后者的缺點在于其電動機的結構復雜。
本發(fā)明的一個目的在于解決上述問題，并提供一種能夠準確地控制包括接近速度為零處的位置、速度及轉(zhuǎn)矩的方法。
為實現(xiàn)上述目的，在逆變器輸出電壓指令值上疊加一個交流電壓，并檢測相應于交流電壓而流動的電動機電流，從而根據(jù)這個交流電壓及交流電流來測量電動機繞組的漏電感。根據(jù)電感值隨著繞組和電動機之磁通間的位置關系而變化的現(xiàn)象，由一電感值來估計磁通位置(旋轉(zhuǎn)角度)，并根據(jù)估計得到的磁通角來控制逆變器的輸出電壓相位，從而控制電動機電流的激勵分量和轉(zhuǎn)矩分量(等于次級電流)。
電動機中根據(jù)電動機電壓/電流而產(chǎn)生磁通。因此，磁通流過的鐵芯中出現(xiàn)磁飽和(即，飽和程度高)。同樣地，對于安裝初級繞組的齒形部分而言，位于磁通方向的部分飽和程度高。初級繞組的漏電感由于齒形部分的磁飽和而變化。因此，如上所述，一個不同于基波分量的交流電壓被疊加在電動機電壓上，并由因疊加而生成的電流與交流電壓之間的關系來測量繞組電感，且由該電感的變化來估計磁通位置(旋轉(zhuǎn)角)。根據(jù)磁通位置來控制逆變器輸出電壓/電流，從而控制電動機轉(zhuǎn)矩并對磁通量進行無相互作用的控制(矢量控制)。
在這種情況下，由于矢量控制即使在低旋轉(zhuǎn)速區(qū)域亦能可靠地進行，從而解決了上述問題。


圖1是本發(fā)明之一實施例的無速度傳感器矢量控制器之框圖;
圖2是電動機電壓和電流的矢量圖;
圖3是圖1中磁通位置計算器的框圖;
圖4是感應電動機的一種模型;
圖5是本發(fā)明漏電感的測量結果;
圖6示出了本發(fā)明的磁通和電動機的繞組之間的位置關系;
圖7是本發(fā)明漏電感測量方式的矢量圖;
圖8是本發(fā)明另一實施例的無速度傳感器矢量控制器的框圖;
圖9是本發(fā)明又一實施例的無速度傳感器矢量控制器的框圖;
圖10是圖9中磁通位置計算器的框圖;
圖11是本發(fā)明再一實施例的無速度傳感器矢量控制器的框圖;
圖12是本發(fā)明又一實施例的矢量控制器的框圖;
圖13是本發(fā)明另一實施例的矢量控制器的框圖;
圖14是本發(fā)明的磁通位置計算器的框圖;
圖15是本發(fā)膽的磁通位置計算器的另一框圖;
圖16是本發(fā)明的交流伺服系統(tǒng)的框圖;
圖17是本發(fā)明的軋機的框圖;
圖18是本發(fā)明的電氣-機動有軌車及電氣-電動車系統(tǒng)的框圖;
圖19是本發(fā)明的電梯系統(tǒng)的框圖。
以下參照圖1描述了將本發(fā)明用于無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)的一種實施例。圖1中，標號1代表輸出一個正比于電壓指令v1＊的電壓的逆變器，2代表一個感應電動機，3代表根據(jù)在旋轉(zhuǎn)磁場坐標系上垂直相交的d一軸和q軸分量的電流指令ild＊和ilq＊及輸出頻率指令ω＊來輸出電壓指令vld＊和vlq＊的電壓指令計算器，4代表由v1d＊和v1q＊來計算三相電壓指令v＊的坐標變換器，5代表將vl＊轉(zhuǎn)換為脈沖寬度調(diào)制信號并對逆變器輸出電壓進行脈沖寬度調(diào)制的PWM信號發(fā)生器，6代表檢測電動機電流的電流檢測器，7代表檢測相互間垂直相交的勵磁電流ild的分量的轉(zhuǎn)矩電流ilq的分量的電流分量檢測器，8代表根據(jù)勵磁電流指令ild＊及其所檢測得的值ild之差輸出一個頻率指令ωl＊的電流調(diào)節(jié)器，9代表將一相對應于勵磁電流指令ild＊及其所檢測得的值ild之差的輸出加在vld上的電流調(diào)節(jié)器，10代表對ωl＊進行積分并輸出相位判斷信號θ＊的相位計算器，11代表輸出速度指令ωr＊的速度指令電路，12代表根據(jù)所檢測得的轉(zhuǎn)矩電流值ilq來估計滑差頻率ωs的滑差頻率計算器，13代表根據(jù)ωr＊和估計得的速度值ωr-之差輸出轉(zhuǎn)矩電流指令iq＊以控制速度的速度調(diào)節(jié)器，14代表根據(jù)id分量估計電動機磁通位置Φ1的磁通位置計算器，所述id分量由將正弦波信號vld″和vlq″加在vld＊和vlq＊上而產(chǎn)生，15和16代表用來將Φ1加到加法器17或18上并校正ωl＊或θ＊的成正比例增大并積分的補償元件。
以下對控制系統(tǒng)進行了描述。由于在由Okuyama、Fujimoto等人在DENKAKURON，107，第191至198頁(1987年)的“感應電動機速度及電壓無傳感器矢量控制方法”一文中對于除了14至18外的1至13部分的工作情況已作了詳細描述，下面對其重點進行說明。
該系統(tǒng)被粗略地分為三部分。第一部分是輸出電壓控制部分，它包括一個電壓指令計算器3，一個坐標系變換器4，及一個脈沖寬度調(diào)制器5，在其中進行了下面的操作。
圖2以矢量圖的形式示出了電動機電壓與電流之間的關系。這里，d軸和q軸是以一同步速度ω旋轉(zhuǎn)的正交旋轉(zhuǎn)座標。如圖2中所示，由感應電動勢el′與漏阻抗降落(rlil，ωl(11+12′)il)之和來表示加在電動機每一相上的電壓v。因此，為了控制vl，根據(jù)下面的表達式1對其指令值vld＊和vlq＊進行計算。
vld＊＝rlild＊-ωl＊(11+12′)ilq＊vlq＊＝rlilq＊+ωl＊(11+12′)ild＊+ωl＊(M/L2)Φ2d＊……(1)其中，ωl＊(M/L2)Φ2d＊是感應電動勢el′的判斷值，ωl＊(11+12′)il＊是漏阻抗降落的估計值。
而且，通過坐標變換器4由vld＊和vlq＊來計算三相電壓指令值vl＊。由于三相電壓的相位信號互相間的區(qū)別僅在于相位相差120°，僅示出u相電壓指令uv＊從而得到下面的表達式2。
vu＝-|v1＊|sin(θ＊+δ＊)其中W1＊l＝v1d*2+v1q*2]]>，δ＊＝-tan-1vld＊/vlq＊)…(2)而且，由脈沖寬度調(diào)制器5將vl＊變換為一個脈沖寬度調(diào)制信號，并由此去控制逆變器1的輸出電壓。因此，逆變器輸出電壓的基波分量瞬時值被控制為與vl＊成比例并根據(jù)vl＊＊、vl＊和θ＊對電動機電壓vl進行控制。在這種情況下，當表達式1中漏阻抗降落的估計值等于實際值時，感應電動勢的實際值el(矢量)與表達式1所給出的判斷值相同，在上述條件下，el′的取向與q軸相同。這時，相位判斷θ＊等于與實際磁通矢量(與el′正交)的定子u相軸所成的旋轉(zhuǎn)角θ，且θ＊逐漸地與磁通的旋轉(zhuǎn)角θ相等。
圖1的第二部分用作一電流控制部分，它包括電流檢測器6，電流分量檢測器7，和兩個電流調(diào)節(jié)器8和9。
如上所述，在el′的取向與q軸相一致的條件下，根據(jù)下面的表達式3由電流分量檢測器7計算得的ild和ilq逐漸地與圖2所示的勵磁電流i0′和轉(zhuǎn)矩電流i2′相等。

因此，當根據(jù)ild的控制偏差由電流調(diào)節(jié)器9對vld＊進行校正時，id(i0′)受到控制以逐漸等于ild＊。電動機的磁通量Φ2d被控制成正比于ild＊。且以相應于ilq的控制偏差對ωl＊和電動勢判斷值el′＊(＝ω(M/L2)Φ2d＊)進行控制，并由此控制ilq(i2′)使之逐漸等于ilq＊在這一情況下，由電動機產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩τe由下面的表達式4示出，它正比于ilq＊。
τe=3pML2φ2di1q*(∵φ2q0,i1q=i1q*) ……(4)]]>其中P是極對數(shù)。
而且，圖1系統(tǒng)的第三部分用作一速度控制部分，它包括一個速度指令電路11，一個滑差頻率計算器12，和一個速度調(diào)節(jié)器13。根據(jù)表達式5由計算器12來計算出滑差頻率的估計值ωs-。
ωs-= 1/(T2*) · (M*)/(φ2d*) i1q……(5)其中T電動機次級系數(shù)的判斷值M＊勵磁電感的判斷值Φd＊電動機磁通的判斷值(＝Mid＊)隨后，從ωl＊中減去ωs-得到速度估計值ωr-，且由速度調(diào)節(jié)器13根據(jù)速度指令值ωr＊和ωr-之間的差來計算ilq，然后，由于如上所述根據(jù)ilq＊對ilq和轉(zhuǎn)矩τe進行控制，因而可對速度進行控制使得ωr-等于ωr＊。
上文所提及的是無速度傳感器矢量控制的基本操作。當工作頻率為1HZ或更高時，可根據(jù)上述操作很準確地進行速度控制。然而，在1HZ或更低的低頻區(qū)域中轉(zhuǎn)速的控制準確率會降低。
這一問題被認為主要是由電動機初級電阻rl的波動所引起的。即，當rl由于電動機溫度的變化而變化時，用于表達式1的初級電阻降落的估計值(rl＊il＊)不等于實際的初級電阻降落值(rlil)。在這種情況下，el′的實際值偏移其判斷值el＊且el′的取向與q軸不一致。當頻率低且el′很小時，由于初級電阻降落相對于電壓vl的比率增加了，使得上述趨勢更加明顯。因而，在低頻工作時，由于初級電阻波動(初級電阻降落值的估計誤差)使el′與q軸之間有一“偏移”。這時，相位判斷θ＊與實際磁通相位θ不相同，矢量控制變得不完善，且轉(zhuǎn)矩τe與ilq＊不成比例。而且，由于磁通Φ2d隨著轉(zhuǎn)矩而變化，在根據(jù)表達式5而計算的ωs-中亦有一估計誤差。其結果是，ωr-中亦有一誤差。因而，降低了速度和轉(zhuǎn)矩控制的準確性。
上述問題在無速度傳感器矢量控制中是常見的，因此，建議使用前文所述的各種方法來解決該問題。然而，目前未能有強有力的措施。本發(fā)明通過增加磁通位置計算器14或類似器件來解決這些問題。
圖3示出了磁通位置計算器14所含的主要計算內(nèi)容。圖3中，標號31表示輸出兩相正弦波信號(sinωt和cosωt)的信號發(fā)生器，32代表輸入一信號(sinωt)并相應地在模式1、2和3中輸出(1/2]]>)sinωt(1 sinωt和sinωt信號的開關電路，33代表輸出(1/ )sinωt、-(1/ )sinωt及0的開關電路，34和35代表分別以sinωt信號和cosωt信號乘以電流ild的乘法器，36和37代表對乘法器34和35的輸出進行積分的積分器，38代表在每一模式中根據(jù)積分器36和37的輸出值來測量電感值Lσ1、Lσ2及Lσ3的電感計算器，39代表根據(jù)每一Lσ來計算電動機磁通的位置角Φ1的計算器。
以下對計算內(nèi)容進行說明。首先，對作為基本內(nèi)容的、用來估計磁通角Φ的原理進行描述。圖4示出了感應電動機的一種模型。假設在電動機中磁通的方向Φ如圖所示，位于方向Φ的鐵芯部分產(chǎn)生磁飽和(飽和程度高)。同樣，對于安裝了初級繞組的齒形部分而言，處于方向Φ的部分具有高的飽和程度。由于齒形部分磁飽和的影響使初級繞組的漏電感發(fā)生變化。如圖4所示，例如，處于方向Φ的繞組A的漏電感小于與方向Φ相垂直的繞組B的漏電感。圖5示出了測量電感的結果，其中示出了每一繞組的漏電感對應于勵磁電流(磁通量)的變化。如圖5所示，我們已通過實驗得到證實，電感值依據(jù)接近額定勵磁電流(3A)處磁通和繞組間的位置關系而大幅度地變化。
因此，可通過檢測電感變化來估計磁通位置(方向)，可通過相應于估計得的磁通位置來控制制逆變器的輸出電壓/電流從而在不受上述初級電阻變化之影響的條件下準確地控制一個矢量。這是估計磁通位置的基本原理。
以下是對用來估計磁通位置的電感Lσ進行測量的原理所作的描述。首先，將一頻率不同于基波的正弦波電壓v(＝sinωt)加在電動機上以測量由于該電壓而引起的交流電流i。當電壓v的角頻率ω比電動機第二時間常數(shù)T時的倒數(shù)大得多時，由于可用一階滯后系統(tǒng)近似地得出繞組的交流電流/所加電壓的傳遞函數(shù)，可由下面的表達式6表示電流i。
i =(RσRσ2+(ω Lσ)2- jWLσRσ2+(ω Lσ)2)v ……(6)]]>其中Rσ是繞組電阻。
通過根據(jù)v對所檢測得的i進行傅里葉變換、得到一個與v同步的分量和一相位相差90°的分量，并假設前一分量等于表達式6右邊的第一項且后一分量等于其第二項，可由下面所示的表達式7得到Lσ。
Lσ=110- ｜v ｜2T∫0Ti cosω tdt(2T∫0Ti sinω tdt)2+(2T∫0Ticosω tdt)2……(7)]]>其中T是比v的周期大整數(shù)倍的時間。
因此，可根據(jù)v和i來測得Lσ。
以下是說明估計磁通位置和計算器14的操作的基本原理。如圖6中所示，假設磁通Φ的方向與其上加有上述交變電壓v的繞組C的電動勢方向間形成的角度為Φ。這種情況下，由于Φ等于π/2或3π/2時Lσ最小而Φ等于0或π時Lσ最大，因此，Lσ作為2Φ的函數(shù)而變化，可用下面的表達式8來表示Lσ。
Lσ＝Lσm(1+acos2Φ)……(8)其中LσmLσ的平均值aLσ的變化寬度這時，為了使用與前文所述相同的方法來測量Lσ，將交變電壓加在“Φ＝Φ1+ (π)/4 和Φ＝Φ1-π/4的繞組上。假設每一Lσ為Lσ1和Lσ2，可得到下面的表達式。
Lσ1＝Lσm(1-asin2Φ1)……(9)Lσ＝Lσm(1+asin2Φ)……(10)由表達式(9)和(10)，可得到下面的表達式。
Lσm＝ (Lσ1+Lσ2)/2 ……(11)而且，通過將交變電壓加在“Φ＝Φ1”的繞組上來測量Lσ3時，可由表達式(9)和(12)得到下面的表達式。
Lσ＝Lσm(1+acos2Φ)……(12)Φ1＝ 1/2 tan-1(Lσm-Lσ1)/(Lσ3-Lσm) ……(13)即，可通過測量“Φ＝Φ1+π/4”、Φ1-π/4及Φ1”三點來得到Φ1并估計磁通位置。
計算器14根據(jù)上述估計原理來運算。以下參照圖5和7的矢量圖來描述計算器14的工作情況。對于矢量控制而言，理想的狀態(tài)是軸d與磁通Φ的方向一致，然而，通過假設前者與后者不一致可假設存在一角度差Φ1。以下按順序描述方式1、2和3。當vld″通過開關電路32時將正弦波信號((1/2]]>)Sinωt)加在vld＊上，且當vlq＊″通過開關電路33時將上述正弦波信號加在vlq＊上。這一狀態(tài)相對應于這樣一種情況，即交變電壓v被加在其磁動勢具有方式1的方向(與d軸呈45°)的繞組上。這時，在上述方向產(chǎn)生一交變的磁動勢，且有一交變電流i流過。由于即使從d軸觀測，電流i的相位也不變化，因此可由ild檢測該相位。所以，通過使用乘法器34和35，積分器36和37及電感計算器38并根據(jù)ild及sinωt和cosωt信號來計算表達式7可得到Lσ1。因而，Lσl被儲存在計算器38中。當vld＊穿過開關電路32時信號((1/2]]>)sinωt)被加在每一電壓指令值上，而當vlq＊穿過開關電路33時與上述信號反相的信號(-(1/ )sinωt)被加在每一電壓指令值上。在上述狀態(tài)下，以圖7中方式2的方向施加電壓v。所以，交變電流i以同一方向流過。由于可用于上述相同的方法由ild檢測得電流i，可進行與方式1中相同的計算過程來得到Lσ2。隨后，Lσ2同樣地被儲存。將信號(sinωt)加在每一作為vld“的電壓指令值上并假設vlq”為零。在上述狀態(tài)下，以圖7中方式3的方向(d軸)施加電壓v。因此，可直接測得交變電流i，且以與上述相同的方法來得到Lσ并將它儲存起來。
根據(jù)測得的Lσ1，Lσ1和Lσ3由計算器39對表達式11和13進行運算，并估計相對d軸的磁通位置Φ。
以下參照圖1對使用本發(fā)明原理的整體無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)的工作進行描述。該系統(tǒng)的基本工作情況前文已作了描述。為了解決其低速工作時準確率降低這一問題，在本發(fā)明的實施例中增加了磁通位置計算器14。在工作期間由計算器14輸出的交流信號vld″和vlq″被連續(xù)地加在vld＊和vlq＊上，因此電流ild含有相應于vld＊″和vlq＊″的電流分量。雖然電流ild中原先已含有相應于電動機電流之基波分量的直流分量，在計算表達式7的Lσ時這一影響被易略。因此，以獨立于工作狀態(tài)的方式測量Φ1，即，它與轉(zhuǎn)速無關或它不受初極電阻波動的影響。
如上所述，這個Φ1對應于磁通方向偏離d軸的一“偏移角”。因此，通過補償元件15或16將一相應于Φ1的信號加在計算器10的輸入或輸出端以校正ω1＊或θ＊。在這種情況下，用于坐標變換器4和電流分量檢測器7的相位判斷值(已校正的θ＊)與實際磁通相位θ相同。
因此，即使是在由于初級電阻的波動使得θ＊不等于θ的低速工作區(qū)域內(nèi)，使θ＊等于θ并準確地控制一矢量通常也是可能的。
由此，上文所述的低速工作區(qū)域中速度和轉(zhuǎn)矩控制的準確率降低的問題已得到解決。
圖8示出了本發(fā)明的另一實施例，在前面的實施例中，提出了一種在無速度傳感器矢量控制的低速工作區(qū)域內(nèi)補償其準確率的降低的方式。而在本實施例中，提出了一種不遵循已有原理的無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)。即，由電流調(diào)節(jié)器8的輸出信號ωl＊，通過圖1中的系統(tǒng)來控制逆變器的輸出頻率。輸出信號ωl＊僅與電壓指令值vlq＊有關，在本實施例中它不用作頻率控制。而作為一種替換，由磁通位置計算器14輸出的磁通位置角Φ1通過補償元件15加在相位計算器10上。即使在本實施例中，控制頻率ωl使Φ1等于0。因此，θ＊等于θ且可進行矢量控制。
而且，因為由滑差頻率計算器12以與前述相同的方法根據(jù)表達式5來計算滑差頻率估計值ωs-，通過從ωl＊中減去ωs-可得到速度估計值ωr-。與第一個實施例相同，通過將ωr-反饋回速度調(diào)節(jié)器13來控制速度。
這一實施例使得在從速度為零開始的整個速度區(qū)域內(nèi)精確地控制轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩成為可能。
圖9示出了本發(fā)明的又一實施例。在這一實施例中，本發(fā)明被用于一無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)中，該系統(tǒng)帶有用來控制逆變器輸出電流瞬態(tài)值il以使之與正弦波電流指令il＊相同的交流控制系統(tǒng)。即，采用本發(fā)明的第一和第二實施例的逆變器控制是電壓控制型的，但本實施例使用了所謂的電流控制型式。
圖9的實施例在下面幾點上與第一和第二實施例有較大差別。圖9中，標號83代表根據(jù)電流指令ild＊和ilq＊及相位判斷θ＊來計算三相電流指令il＊的坐標變換器，84代表輸入il＊和il之差并輸出電壓指令vl＊的交變電流調(diào)節(jié)器，87代表通過將一個磁通用作相位判斷將il變換為旋轉(zhuǎn)場坐標并檢測出轉(zhuǎn)矩電流ilq來的電流分量檢測器，所述磁通是通過對電動機電壓檢測得的值vl進行積分或?qū)ζ渲噶钪祐l＊進行積分而得到的。88代表輸出相對應于轉(zhuǎn)矩電流指令值ilq＊和所測得值ilq之間的差的速度估計值ωr-的q軸分量電流調(diào)節(jié)器，10代表對頻率指令ωl＊進行積分并輸出相位判斷信號θ＊的相位計算器，所述頻率指令ωl＊是通過將ωr-和來自滑差頻率計算器12的滑差頻率估計值ωs-相加而得到的，93代表根據(jù)θ＊將電動機電壓檢測值vl或其指令值vl＊轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)場坐標并檢測d軸電壓vld的電壓分量檢測器，94代表將正弦波信號ild″和ilq″加到ild＊和ilq＊上并根據(jù)在上述條件下產(chǎn)生的vld分量來估計磁通位置角Φ1的磁通位置計算器，95代表將Φ1加到電流調(diào)節(jié)器88上并校正ω1＊和θ＊的補償元件。
以下對控制系統(tǒng)的基本工作作出解釋。這一系統(tǒng)亦可粗略地分為三部分。第一部分是輸出電流控制部分，它包括坐標變換器83，交變電流調(diào)節(jié)器84，脈沖寬度調(diào)制器5和電流檢測器6。在坐標變換器83中，由d軸和q軸的電流指令值ild＊和ilq＊計算三相電流指令值il＊。三相的指令值互相間區(qū)別僅在于相位相差120°。因此，下面的表達式14反示出u相電流指令值iu＊。
iu＊＝|il＊|·cos(σ＊+γ＊)……(14)其中｜il* ｜=I1d*2+I1q2,γ*=tan-1i1qI1d*]]>在交變電流調(diào)節(jié)器84中，根據(jù)il＊和il間的差來計算vl＊。而且，在脈沖寬度調(diào)制器5中，vl＊被轉(zhuǎn)換為一個脈沖寬度調(diào)制信號，并由此控制逆變器1的輸出電壓vl。因此，以與il＊成比例的方式來控制il，其結果是，根據(jù)ild＊、ilq＊和θ＊來控制il。
第二部分是一速度估計部分，它包括電流分量檢測器87，q軸分量電流調(diào)節(jié)器88，滑差頻率計算器12和相位計算器10。在電流分量檢測器87中，首先根據(jù)下面的表達式15來檢測電動機磁通Φ。
φ=∫(v-r*i)dt-Lσ*i ……(15)]]>其中rl＊初級電阻設置值Lσ漏電感設置值通過將上述Φ除以幅值|Φ|來計算具有恒定幅值的正弦波磁通相位信號(sinθ和cosθ)?；谏鲜鲂盘?，根據(jù)表達式3(以θ代替θ＊)來計算值ilq。在電流調(diào)節(jié)器88中，根據(jù)ilq＊和ilq之間的差來計算ωr-。即，在以上所述的根據(jù)ilq＊和ilq＊來控制i的條件下，ilq和ilq＊之間的差是由于下文將提及的θ＊與磁通相位θ不同相而造成的。因此，由電流調(diào)節(jié)器88來控制ω＊從而校正這一差值。其結果是，可達到θ＊＝θ并準確地進行矢量控制。由于電動機磁通Φ2d＊被保持在一預定值Φ2d＊，它不經(jīng)受矢量控制中的轉(zhuǎn)矩變化，在滑差頻率估計器12可可根據(jù)表達式5(用ilq＊代替ilq)準確地估計出ωs-(＝ωl＊-ωs)。在相位計算器10中通過對ωl＊進行積分可以獲得上述的θ＊，并用作坐標變換器83和電壓分量檢測器93的相位判斷。
第三部分是一速度控制部分，它包括速度指令電路11和速度調(diào)節(jié)器13。在速度調(diào)節(jié)器13中根據(jù)速度指令值ωr＊和ωr-之間的差來計算值ilq＊，且由于根據(jù)ilq＊和表達式4來控制力矩τe，因而速度被控制，并使得ωr-等于ωr＊。這是無速度傳感器矢量控制的基本工作。然而即使在這一實施例中，由于尤其在低頻工作處初級電阻的波動，會降低控制準確率。這是由于如表達式15中所示rl＊被用作一算術常數(shù)來計算磁通Φ，且當rl＊不等于實際r時，Φ中會有一誤差。由于磁通估計相位的誤差亦會造成檢測誤差，因此不能達到θ＊＝θ，矢量控制便不夠準確。與前文所述實施例中情況相同，速度和轉(zhuǎn)矩的控制準確率會降低。
因此，在本實施例中，加入電壓分量檢測器93和磁通位置計算器94來解決上述問題。圖10示出了借助磁通位置計算器94來進行計算的大致情況。在圖10中，標號31A代表一個輸出兩相正弦波信號(sinωt和cosωt)的信號發(fā)生器，32A代表一個輸入信號為sinωt和分別對應于方式1、2和3的輸出信號為(1/ )sinωt、(1/ )sinωt和sinωt的開關電路，33A代表一個分別對應于方式1、2和3的輸出信號為(1/ )sinωt、-(1/ )sinωt和0的開關電路，34A代表一個把電壓vld與信號(cosωt)相乘的乘法器，36A代表一個對乘法器34A的輸出進行積分的積分器，38A代表一個根據(jù)積分器36A的輸出值來測定每一方式中的電感值Lσ1，Lσ2和Lσ3的電感計算器，39A代表一個根據(jù)每一個Lσ來計算位置角Φ1的度算器。
下面將描述磁通位置計算的原理和詳細過程?；靖拍钆c上述相同。而且，借助計算器39A進行計算的詳細過程是與那些借助計算器39進行計算的情況一樣的。因此，對直到獲得Lσ1、Lσ2和Lσ3之前的詳細過程描述如下。
第一，將一個具有不同于基波頻率的正弦波電流i(＝sinωt)加在電動機上，從而去觀察由于具有電流i而產(chǎn)生的交變電壓v。當i的角頻率ω比次級時間常數(shù)T2的倒數(shù)足夠大時，因為v/i的傳遞函數(shù)可由初級超前系統(tǒng)來近似，所以由下面的表達式16表示出v。
v＝(Rσ+jωLσ)i……(16)通過基于i對測得的v進行傅里葉變換，得到一個與i同相的分量及一個與i相位相差90°的分量、并假設前一分量等于表達式16右邊的第一項而后一分量等于其第二項，可由表達式17得到Lσ。
Lσ=1ω2T∫0Tvcosω tdt｜i ｜……(17)]]>在這種情況下，|i|表示電流強度，它是一個預置值。
如上文所述，本實施例與前述實施例的區(qū)別在于，在前述的實施例中，在繞組上施加一交變電壓v，根據(jù)由于施加v而產(chǎn)生的電流i來測量Lσ，但在本實施例中，在繞組中通以交變電流i，從而根據(jù)由于施加了該電流而產(chǎn)生的電壓v來測量Lσ，隨后進行的計算與前述實施例相同，其中，電流i被加在Φ＝Φ1+π/4、P-π/4和Φ1的三個繞組中，從而來測量Lσ1、Lσ2及Lσ3并計算Φ1。即，在圖10中，通過開關電路32A和33A將如上述每一方式所決定的ild″和ilq″加在ild＊和ilq＊上，且上述正弦波電流i被疊加在電動機電流il上。其結果是，交變電流i以圖7中每一種方式所示方式1、2和3的方向流過，由此在每一個方向上產(chǎn)生交變電壓v。由于在d軸上電壓v以同相的形式出現(xiàn)，可由d軸電壓1d來檢測該電壓v。根據(jù)下面的表達式18來計算電壓1d并對其進行檢測。
vu=13(2vU-vv-vW)cosθ*+13(vv-vw)sinθ*……(18)]]>其中vU、vV、vW電動機的相電壓在乘法器34A，積分器36A和電感計算器38A中，根據(jù)vld和信號(cosωt)對表達式17進行計算以順序地得到Lσ1、Lσ2和Lσ3。隨后，在計算器39A中計算Φ1。運算的詳細過程與計算器38和39中所進行的過程相同。因此，這里略去了對它的描述。
以下對圖9中所示的整體系統(tǒng)的工作進行解釋。系統(tǒng)的基本工作前面已作了描述。為了解決在低速工作時準確率降低的問題，增加了磁通位置計算器94，且獨立于電動機的工作狀態(tài)對其輸出計算值Φ1進行測量，即，該測量與轉(zhuǎn)速無關或不受初級電阻波動的影響。如前文所述的，值Φ1相應于磁通偏移d軸的“偏移角”。因此，通過補償元件95(負極性)將一相應于Φ1的信號加在電流調(diào)節(jié)器88的輸入上以校正ω1＊和θ＊從而使Φ1逐漸為零。在這種情況下，θ＊與實際磁通相位θ相同。
如上所述，現(xiàn)在已能夠使甚至處于θ＊不等于θ的低速區(qū)域中的θ＊等于θ，并能夠準確地控制一個矢量。即，本實施例與前述實施例相同，亦可使在包括了速度為零的整個區(qū)域中準確地控制速度和轉(zhuǎn)矩成為可能。
圖11示出了本發(fā)明另一實施例。在圖9的實施例中，提供了一種用來補償?shù)退俟ぷ鲄^(qū)域中工作性能降低的方法。而在本實施例中，提出了一種不使用現(xiàn)有原理的無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)，即，圖9中的系統(tǒng)通過q軸分量電流調(diào)節(jié)器88、根據(jù)ilq＊和ilq之間的差值來計算速度估計值ωr-。然而，本實施例不使用速度估計值ωr-，而是通過補償元件96將Φ1加到相位計算器10上以控制ωl＊，并從元件96的輸出上得到ωr-。即使在本實施例中，亦對頻率ω1＊進行控制致使Φ等于0。因此，θ＊與θ逐漸相等且可完成矢量控制，其它部件的工作與圖9中部件的工作相同。
在圖1和9的實施例中，在工作過程中磁通位置計算器連續(xù)地進行工作。在高速區(qū)域，初級電阻的影響被忽略。因此，在高速區(qū)域，即使是通過停止磁通位置計算器的工作用傳統(tǒng)的方式來實現(xiàn)控制亦可具有與上文所述相同的優(yōu)點。
上述實施例通過對Φ中進行三點測量來得到三種型式的Lσ從而計算Φ1。然而，通過對Φ進行一點測量來得到單個Lσ亦可計算Φ1。即，通過在實際工作以前，在電動機靜態(tài)工作(ω＊＝0)期間對Φ進行三點測量來得到表達式18中的Lσm和“a”，并在實際工作期間將Lσm和“a”的值作為已知值代入表達式12來計算Φ1。Lσm和“a”可由如下文所述的方法得到。即，在靜態(tài)工作(ω1＊＝0)期間，在流過一預定的勵磁電流ild的同時，通過將ild＊設置為一預定值并對Φ進行三點測量來得到三種型式的Lσ。通過將所述三種型式的Lσ分別假設為Lσ10、Lσ20和Lσ30，可根據(jù)表達式9至13用下面的表達式19和20來表示Lσm和“a”。
Lσm=Lσm+Lσ202……(19) a=1Lσm(Lσ30-Lσm)2+(Lσ10-Lσm)2……(20)]]>由于只要磁通(勵磁電流)是常數(shù)Lσm和“a”的值便是常數(shù)，在實際工作情況下，可通過將這些值代入表達式12來得出Φ1。即，通過僅在d軸的電壓或電流上疊加一交流信號，可根據(jù)下面的表達式21通過對Φ進行一點測量來算出Φ1。
Φ1＝ 1/2 cos-1( (Lσm-Lσ3)/(a) )……(21)同樣，可以先根據(jù)表達式19在靜態(tài)工作期間通過對Φ進行兩點測量僅得到Lσ，然后根據(jù)表達式21在實際工作期間通過對Φ進行兩點測量來得出“a”和Φ1。
不僅可以將正弦波信號而且可以將其它交流信號都用作用來進行磁通位置計算的交流信號。這是因為與上文所提及的一樣，根據(jù)交流信號的基波分量、通過對電動機電流或電壓進行傅里葉變換可計算出Lσ。
上述實施例根據(jù)包含在電動機電流或電壓中的有關分量，通過將交流信號迭加在逆變器的指令信號上來算出Lσ。然而，也可使用一與逆變器相分離的裝置來獨立地進行計算。通過將來自該裝置的Φ1送入逆變器并進行相同的控制可得到同樣的結果。
而且，上述實施例以Φ1來改變相位判斷θ＊。然而只要Φ1的函數(shù)與Φ1成比例，便可不僅通過Φ1而且通過Φ1的函數(shù)來得到同樣的結果。
以下對使用一速度傳感器的矢量控制中補償次級電阻波動的方法進行說明，尤其對實現(xiàn)包括了速度為零處且無需溫度傳感器的補償?shù)姆椒?這是本發(fā)明的另一目的)進行了說明。圖12示出了采用本發(fā)明來完成上述補償?shù)氖噶靠刂葡到y(tǒng)。圖12中，標號1、2、4至7、10、11和14與圖1中所示的相同，故省略了對它們的說明。標號101代表根據(jù)電流指令ild＊和ilq＊及頻率指令ω1＊來計算由電壓指令vld＊和vlq＊感生的電動勢的無相互作用控制器，9和8A是輸出相應于每一個電流偏差“ild＊-ild”和“ilq＊-ilq”的一數(shù)值的d軸和q軸分量電流調(diào)節(jié)器，104代表檢測電動機之轉(zhuǎn)速ωr的速度檢測器，13代表通過輸出相應于ωr＊和ωr之差的ilq＊來控制速度的速度調(diào)節(jié)器，106代表通過將ilq＊乘以一系數(shù)來輸出滑差頻率指令值ωs＊的滑差頻率計算器，107代表設置用作上述系數(shù)的次級電阻rl＊的次級電阻設置器，108代表將ωs＊和ωrl相加并輸出ω＊的加法器，109代表將一對應于來自磁通位置計算器14的磁通位置角Φ1的信號送到加法器108上的補償元件，110代表通過將一對應于Φ1的信號加到加法器111上來校正r2＊的補償元件。
以下對控制系統(tǒng)的工作進行說明。該系統(tǒng)粗略地分為四個部分。第一部分用作一個輸出電壓控制部分，它包括無相互作用控制器101，坐標變換器4和脈沖寬度調(diào)制器5。
在無相互作用控制器101中，根據(jù)下面的表達式22來計算電動機電壓所感生的電動勢分量eld＊和elq＊。
ed＊＝-ω＊(1+1′)iq＊ed＊＝ω＊(1+1′)id＊+ω＊(M/L)Φd＊……(22)
電流調(diào)節(jié)器9和8A的輸出被加到eld＊和elq＊上，且對電壓指令vld＊和vlq＊進行計算。與圖1中實施例的情況相同，由坐標變換器4和脈沖寬度調(diào)制器5來控制逆變器輸出電壓v。
第二部分用作一電流控制部分，它包括電流檢測器6，電流分量檢測器7，和兩個電流控制器9和8A。電流分量檢測器7中，以與圖1中實施例相同的方式來檢測電流分量ild和ilq，由于是對應于ild和ilq中每一控制偏差來校正vld＊和vlq＊的，ild和ilq被控制致使它們分別與ild＊和ilq＊相等。在這種情況下，電動機產(chǎn)生的力矩τe由表達式4來表示，且它被控制成與ilq＊成比例。
第三部分用作一個速度控制部分，其中包括速度指令電路11，速度檢測器104和速度調(diào)節(jié)器13。由于相對應于速度偏差“ωr＊-ωr”來計算ilq＊，且轉(zhuǎn)矩τe如上所述被控制成與ilq＊成比例，速度被控制致使ωr等于ωr＊。
第四部分用作頻率控制部分，它包括滑差頻率計算器106，次級電阻設置器107和加法器108。在計算器106中，根據(jù)下面的表達式23來計算滑差頻率指令值ωs＊。
ω S*=r 22i1qL2*ild*……(23)]]>其中r2＊次級電阻設置值L2＊次級電感設置值隨后，在加法器108中，將ωr和ωs＊相加得到ωl＊，且在相位計算器10中，對ωl＊進行積分以得到θ＊。在這種情況下，逆變器輸出頻率被控制為ωl＊，且電動機的滑差頻率被控制為ωs＊。
以上是對使用速度傳感器的矢量控制的基本工作所作的說明。當滑差頻率ωs如下面的表達式24所示那樣受到控制時，上述θ＊逐漸等于θ，從而可對電動機的磁通和轉(zhuǎn)矩進行精確的控制。
ω s=r 2L2i1q2i1d……(24)]]>然而，事實上，由于滑差頻率是根據(jù)表達式22用次級電阻設置值r2＊計算得的ωs＊來控制的，如果由于電動機次級繞組的溫度變化而引起次級電阻波動，則ωs＊不等于ωs，因而θ＊不等于θ。在這種情況下，不能根據(jù)指令值ild＊和ilq＊來控制磁通和轉(zhuǎn)矩，因此無法實現(xiàn)精確的控制。
因而，本實施例附加使用了磁通計算器14來解決這一問題。即，與圖1中的實施例相同，來自計算器14的正弦波信號vld＊″和vlq＊″被分別加到電壓指令vld＊和vlq＊上，隨后根據(jù)由于上述相加而產(chǎn)生的電流ild分量來測量電感值，并估計磁通位置Φ1。由于Φ1等同于磁通方向相對d軸的“偏移角”，可通過補償元件109將Φ1加到加法器108并校正ω1＊從而使Φ1接近于零。在這種情況下，θ＊等于θ(在ω1＝0的情況下)。因此，即便由于次級電阻波動使ωs＊由正確值ωs發(fā)生變化，滑差頻率仍被校正至正確值ωs，θ＊可保持與θ相等，且可根據(jù)指令值ild＊和ilq＊來精確地控制磁通和轉(zhuǎn)矩。
通過以校正次級電阻設置值γ2＊來代替校正滑差頻率亦可實現(xiàn)相同的控制。即，通過補償元件110將Φ1加到加法器11上并校正r2＊(經(jīng)校正的值“r2＊+△r2”等于實際值r2)，可使ω1等于零，θ＊逐漸等于θ，從而實現(xiàn)精確的控制。
圖13示出了本發(fā)明的又一實施例。在這一實施例中，本發(fā)明被用來補償矢量控制系統(tǒng)中次級電阻的波動，所述系統(tǒng)帶有一反饋控制逆變器輸出電流瞬時值11的交流控制系統(tǒng)。圖13中，與圖9和12中具有相同功能的部分具有相同的標號，這里省略了對它們所作的描述。
以下是對上述控制系統(tǒng)的工作所作的說明，電流控制與圖9中相同，速度控制和頻率控制與圖12中相同，且磁通位置的計算與圖9中相同。因此，以下對其要點進行說明。
根據(jù)交流指令值il＊來控制逆變器輸出電流il，所述指令值il＊是在坐標變換器83中根據(jù)轉(zhuǎn)矩-電流指令值ilq＊和勵磁-電流指令值ild＊計算得的。逆變器輸出頻率受轉(zhuǎn)速ωr和滑差頻率指令值ωs＊之和值ωl＊的控制。根據(jù)表達式23來控制滑差頻率。然而，如果次級電阻值r2發(fā)生波動，則θ＊不等于θ，無法實現(xiàn)精確的控制。因此，磁通位置計算器94被附加地用來得到磁通位置角Φ1，且通過補償器109將Φ1輸入到加法器108以校正ω1＊或通過補償器110將Φ1輸入到加法器111以校正r2＊。由此，與前文所述的實施例相同，實現(xiàn)了精確的控制。
因此，即使由于次級電阻的波動使θ＊不等于θ，使θ＊與θ相等并在速度為零處附近進行補償(這至今為止仍是尤為困難的)是可能實現(xiàn)的。
在前文所提及的實施例中，在工作期間磁通位置計算器連續(xù)地進行工作以補償次級電阻的波動。然而，通過使用現(xiàn)有補償方法例如根據(jù)感應電動勢或電動機磁通的波動來校正滑差頻率的方法亦可在高速區(qū)域?qū)崿F(xiàn)足夠精確的補償。因此，在高速區(qū)域內(nèi)可通過停止磁通位置計算器的工作并進行現(xiàn)有的補償方法來獲得與前文提及的實施例相同的優(yōu)點。
如上所述，本發(fā)明實現(xiàn)了下述目標，它提供了能在包括速度接近于零處的整個速度區(qū)域上準確地控制速度的無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)，且它提供了一種使用速度傳感器、在包括速度接近于零的整個速度區(qū)域上補償次級電阻波動的矢量控制系統(tǒng)。
以下說明了當本發(fā)明的磁通位置計算方法和使用磁通位置計算方法的電動機控制方法被用在不同類型的系統(tǒng)中時的實施例。
通過圖14和15中所示的裝置可基本地實現(xiàn)感應電動機的磁通位置計算方法。圖14中，標號120代表用來輸出一個將要被加在一感應電動機例如一矢量控制器(不帶有或帶有一傳感器)或v/F控制器上的最終指令電壓的指令值發(fā)生器，121代表一個作為逆變器或線性放大器的勵磁器，它輸出一個已被指令電壓校正的電壓，6代表檢測感應電機的初級電流的電流傳感器，2代表一個感應電動機，124代表磁通位置計算器，它用來產(chǎn)生一個識別電壓vh＊，并由電壓vh＊和感應電機的初級電流來計算磁通位置Φ1，1241代表一個從感應電機的初級電流中僅吸取一個與識別電壓的頻率相同的電流分量ih的信號吸取器例如一個濾波器，1242代表一個由vh＊和ih來計算感應電機的磁通位置Φ1的Φ1計算器。
同樣地，在圖15中，標號130代表一個用來輸出一個將地被加在感應電機上的最終指令電流的指令值發(fā)生器，例如一矢量控制器(不帶有或帶有一傳感器)或一滑差頻率控制器，131代表一個作為逆變器或線性放大器的勵磁器，它輸出一個已被指令電流校正的電流，132代表檢測感應電機初級電壓的電壓傳感器，2代表一個感應電動機，133代表一個磁通位置計算器，它用來產(chǎn)生一個識別電流ih＊，并由電流ih＊和感應電機的初級電流來計算磁通位置Φ，1331代表一個從感應電機的初級電壓中僅吸取與識別電流的頻率相同的一電壓分量vh的信號吸取器例如一個濾波器，1332代表一個由ih＊和vh計算感應電機的磁通位置Φ的Φ計算器。
采用圖14或15，根據(jù)上述計算方法可以得到電動機中的一磁通位置，通過結合圖14和15中的實施例亦可由電流傳感器和電壓傳感器的值來計算工磁通位置。結合后的實施例準確率更高。圖14中的標號1241和1242及圖15中的1331和1332表示實現(xiàn)了圖7至13中所示的磁通位置計算方法的裝置。
圖16示出了一個采用磁通位置計算器的交流伺服系統(tǒng)的實施例。通過采用該系統(tǒng)，可改善起動狀態(tài)及低速時的控制響應。圖16中，標號140代表一個產(chǎn)生位置指令P＊的位置指令發(fā)生器，141代表一個通過利用實際位置)、位置指令P＊及來自磁通計算器的磁通位置數(shù)據(jù)Φ1(或相應于Φ1的值)來計算逆變器的指令電壓的位置控制器，1代表一個根據(jù)輸入指令電壓vl＊將電壓加在感應電機上的逆變器，143代表一個由感應電機驅(qū)動的機械系統(tǒng)(控制對象)，144代表一個用來檢測控制對象位置的位置傳感器。標號2、6和124與圖14相同。
感應電動機的伺服系統(tǒng)被用于主軸驅(qū)動或類似場合。由于這一系統(tǒng)以高速旋轉(zhuǎn)，從機械強度的角度而言，將速度傳感器安裝在電動機上將是一個問題。因此，希望不使用速度傳感器。對于主軸驅(qū)動而言，需要在低速區(qū)域具有足夠的轉(zhuǎn)矩。而使用圖16中所示的伺服系統(tǒng)便可達到此要求并亦可實現(xiàn)高性能的位置控制。
圖17示出了一個采用一個磁通位置計算器的軋機驅(qū)動系統(tǒng)的實施例。通過采用該系統(tǒng)，在不使用速度傳感器的條件下實現(xiàn)了高的滾軋準確性。在圖17中，標號150代表一個產(chǎn)生用于電動機的速度指令ωr＊的速度指令發(fā)生器，151代表一個利用電動機轉(zhuǎn)速ωr、速度指令ωr＊及來自磁通位置計算器的磁通位置數(shù)據(jù)Φ1(或相應于Φ1的值)來計算用于逆變器的指令電壓的速度控制器(例如矢量控制器)，152代表一個根據(jù)電動機的初級電流來估計電動機速度的速度計算器，153代表一個由感應電機驅(qū)動的軋機系統(tǒng)。標號1、2、6和124與圖16相同。
目前，許多帶有速度傳感器的矢量控制感應電機被用于鐵或鋼的生產(chǎn)流水線或類似的場合中。然而，大多數(shù)電動機被安裝在環(huán)境惡劣、存在灰塵、振動及加熱(溫度上升)的地方。因此，安裝在電動機中的速度傳感器亦處于惡劣的條件下，使得傳感器經(jīng)常發(fā)生故障。而且，基于電動機所處的環(huán)境難以對它進行維護，從而需花費大量時間來修理損壞的電動機。因此，人們注意到了對無速度傳感器電動機控制系統(tǒng)的應用。至今在低速區(qū)域內(nèi)速度控制精確性較低，因此，在同一流水線上所用電動機之間存在著轉(zhuǎn)矩互不相同的問題，從而無法實現(xiàn)平穩(wěn)的工作。
然而，本發(fā)明的軋機驅(qū)動系統(tǒng)在包括速度為零處的整個速度區(qū)域上實現(xiàn)了精確的控制。因此解決了上述的問題，且由于不使用傳感器因而實現(xiàn)了無需維修。
圖18示出了使用上述磁通位置計算器的轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)的一種實施例。該系統(tǒng)用于一電氣機動有軌車和電氣電動車。通過使用該系統(tǒng)，提高了工作效率并減小了電動機的尺寸。圖18中，標號160代表一個產(chǎn)生電動機轉(zhuǎn)矩指令t＊的轉(zhuǎn)矩指令發(fā)生器，161代表一個通過利用實際電動機轉(zhuǎn)矩t，轉(zhuǎn)矩指令t＊和來自磁通位置計算器的磁通位置數(shù)據(jù)Φ1(或相應于Φ1的值)來計算用于逆變器的指令電壓的轉(zhuǎn)矩控制器，162代表一個根據(jù)電動機初級電流來估計電動機轉(zhuǎn)矩的轉(zhuǎn)矩計算器，163代表一個用于電氣機動有軌車或電氣電動車的驅(qū)動系統(tǒng)。標號1、2、6和124與圖16中相同。
電氣機動有軌車和電氣電動車即使在低速工作例如起動或加速時亦需要具有足夠大的轉(zhuǎn)矩。尤其在上坡的情況下，由于必需克服地心引力，即使在速度為零時亦要求有足夠大的轉(zhuǎn)矩。
因此，至今使用帶有速度傳感器的系統(tǒng)，它檢測電動機的速度并借助這個檢測得到的速度來控制逆變器的輸出頻率。
然而，由于電動機所處位置發(fā)生許多振動，使速度傳感器的可靠性成為問題，因此要求使用一種無速度傳感器的系統(tǒng)。由于本發(fā)明無需使用速度傳感器便可在包括速度為零處的整個速度區(qū)域上得到足夠的轉(zhuǎn)矩，因此它實現(xiàn)了一種可靠的系統(tǒng)。而且，由于即使在低速區(qū)域內(nèi)亦能在等效于轉(zhuǎn)矩的電流與實際轉(zhuǎn)矩之間保持一定的比例關系，本發(fā)明提高了系統(tǒng)的效率并減小了電動機的尺寸，因而不會消耗過多的電流。
圖19示出了一個采用磁通位置計算器的電梯系統(tǒng)。借助這個系統(tǒng)，能簡化系統(tǒng)的結構和減小系統(tǒng)的尺寸。
圖19中，170代表一個產(chǎn)生用于電梯機車的位置指令P＊的位置指令發(fā)生器，171代表一個根據(jù)電梯機車的實際位置P和用于電梯機車的位置指令P＊來計算速度指令ωr＊的位置控制器，172代表一個根據(jù)電動機速度ωr和速度指令ωr＊來計算轉(zhuǎn)矩指令τe＊的速度控制器，173代表一個根據(jù)電動機轉(zhuǎn)矩τe＊和轉(zhuǎn)矩指令τe＊來計算用于逆變器的指令電壓的轉(zhuǎn)矩控制器，174代表一個由電動機轉(zhuǎn)矩來估計電動機速度的速度計算器，175代表一個根據(jù)電動機的初級電流來估計電動機轉(zhuǎn)矩的轉(zhuǎn)矩計算器，176代表一個由一臺感應電機驅(qū)動的電梯系統(tǒng)，177代表一個用來檢測電梯機車位置的位置傳感器。來自磁通位置計算器124的磁通位置數(shù)據(jù)Φ(或相應于Φ的值)被根據(jù)需要輸入控制器171至173中。標號1、2、6和124與圖16相同。
電梯系統(tǒng)需要具有一個大的起動轉(zhuǎn)矩以克服地心引力或在旋轉(zhuǎn)停止時的靜摩擦力。因此，使用現(xiàn)有技術時，在低速區(qū)域內(nèi)轉(zhuǎn)矩變得不夠大，從而一個大電流流過電動機和逆變器來補償轉(zhuǎn)矩的不足。因此，存在系統(tǒng)的尺寸增大的問題。
由于本發(fā)明在不使用速度傳感器的情況下并在包括速度為0的整個速度區(qū)域上實現(xiàn)了精確的控制，因而簡化了系統(tǒng)的結構，解決了上述轉(zhuǎn)矩不足及由轉(zhuǎn)矩不足而產(chǎn)生的問題。
上面已示出了一些使用了圖14中的磁通位置計算器的系統(tǒng)的實施例。然而，通過以圖15所示的磁通計算器來代替圖14中的磁通計算器和電流控制型逆變器可得到同樣的優(yōu)點。
而且，上面示出了無速度傳感器系統(tǒng)的實施例。然而，對于采用速度傳感器的系統(tǒng)而言，通過根據(jù)電動機磁通位置的數(shù)據(jù)來校正次級電阻，同樣可提高控制的準確性和響應的速度。例如，采用了速度傳感器的矢量控制被用作生產(chǎn)流水線和軋機驅(qū)動中的主單元驅(qū)動。然而，由于如在“現(xiàn)有技術”部分所述的電動機的溫度變化導致了次級電阻的波動，從而產(chǎn)生了一個問題(故障)。相應于轉(zhuǎn)矩的電動機電壓(磁通)的波動增大了逆變器輸出電壓的可允許最大值，并增大了逆變器的尺寸。且，一個轉(zhuǎn)矩控制的遲滯使高速響應難以實現(xiàn)。本發(fā)明的帶有速度傳感器的矢量控制系統(tǒng)解決了上述問題，在高利潤的條件下實現(xiàn)了高速響應且高性能的系統(tǒng)。
目前帶有速度傳感器的系統(tǒng)經(jīng)常被用在電氣機動有軌車、電氣電動車和交流伺服系統(tǒng)中。然而，通過在其中使用本發(fā)明的控制系統(tǒng)，可得到與上述軋機驅(qū)動相同的優(yōu)點。由于本發(fā)明使在一電動機中精確地估計磁通位置成為可能，實現(xiàn)了根據(jù)磁通位置進行矢量控制，且實現(xiàn)了在包括速度接近于零處對位置、速度及矢量的精確控制。
權利要求
1.一種確定感應電動機中磁通的方法，其特征在于，包括以下步驟將一頻率不同于交流電源輸出頻率的交流分量疊加在裝置中交流電源的輸出上從而由所述交流電源驅(qū)動感應電機，根據(jù)作為上述疊加之結果、相應于交流分量在電動機中產(chǎn)生的交流值與交流分量之間的關系來檢測對應于電動機鐵芯的飽和狀態(tài)的物理值，并由此根據(jù)所測得的物理值得出電動機的磁通位置(角度)。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述物理值是電動機繞組的漏電感。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述交流電源是一個電力變換器，它可自由地控制其輸出電壓或電流及其頻率，且通過將交流信號加到表示輸出電壓或輸出電流的指令值上從而將交流分量疊加在輸出上。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述變換器是一個電力變換器，它根據(jù)在旋轉(zhuǎn)場坐標系中正交的d軸和q軸上的每一電壓指令值或電流指令值及其頻率指令值來輸出交流電，所述交流信號被加到d軸或q軸上的每一個電壓指令值或每一個電流指令值上，在相加情況下，根據(jù)轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)場坐標值的電動機電壓或電流來測量電動機的漏電感，且根據(jù)所測得的漏電感來得到電動機的磁通位置(角度)。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，相應于至少三種方式中的每一種方式、借助一預定值將交流信號加到d軸和q軸的每一電壓指令值或每一電流指令值上，從而對應于每一種方式按三個不同的方向在電動機內(nèi)產(chǎn)生交變的磁動勢，且根據(jù)變換為轉(zhuǎn)換場坐標值的電動機電壓或電流及在上述產(chǎn)生交變磁動勢的情況下的交變信號、相對應于每一方式來測量三個電感值以得到電動機磁通基波的位置(角度)。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，所述三個不同的方向相互間電角度相差45°。
7.如權利要求5所述的方法，其特征在于，在實際工作開始之前交流信號從變換器輸出加到電動機上從而先對電動機的漏電感進行測量并計算和儲存特征值或數(shù)值(兩平均值或平均值之一及變化寬度)，且在工作期間，通過采用所述方式的一種或兩種來測量電感從而根據(jù)電感值和特征值或數(shù)值來得到電動機磁通位置(角度)。
8.一種通過電力變換器驅(qū)動并控制感應電動機的方法，其特征在于，所述電力變換器根據(jù)指令信號可選擇地控制輸出電壓或輸出電流及其頻率，它包括下述步驟對根據(jù)由權利要求3至7中任一種方法得到的電動機磁通位置信號改變輸出電壓或輸出電流的頻率或相位。
9.如權利要求8所述的感應電動機控制方法，其特征在于，電動機的轉(zhuǎn)矩電流乘以一系數(shù)后得到的滑差頻率指令值與轉(zhuǎn)速檢測值相加的總和得到所述頻率的指令信號，且所述系數(shù)隨著由權利要求3至7中任一種方法得到的電動機磁通的位置信號而變化。
10.如權利要求8所述的感應電動機控制方法，其特征在于，所述電力變換器輸出電壓或電流的頻率和相位僅在變換器的輸出頻率等于或小于一預定值時才隨著磁通位置信號變化。
11.一種交流伺服系統(tǒng)，其特征在于，包括輸出交流電的電力變換器，由變換器驅(qū)動并控制的感應電動機，與感應電動機相連接的機械系統(tǒng)，至少檢測機構系統(tǒng)之位置的裝置，指示位置的裝置，產(chǎn)生輸出信號從而使所檢測得的位置值達到指令值的位置控制裝置，以及根據(jù)輸出信號控制變換器的裝置;其中提供了通過結合權利要求3至7中任一方法而得到的磁通位置計算器，有一根據(jù)來自磁通位置計算裝置的磁通位置數(shù)據(jù)校正位置控制裝置的輸出信號。
12.一種控制滾軸轉(zhuǎn)速的軋機驅(qū)動系統(tǒng)，其特征在于，包括輸出交流電的電力變換器，由所述變換器驅(qū)動并控制的感應電動機，通過將感應電動機用作其動力源來驅(qū)動滾軸的軋機，至少估計或檢測感應電動機或滾軸之轉(zhuǎn)速的裝置，指示轉(zhuǎn)速的裝置，產(chǎn)生輸出信號從而使轉(zhuǎn)速的估計值或檢測值達到指令值的速度控制裝置，及根據(jù)輸出信號控制變換器的裝置，其中提供了通過結合權利要求3至7中任一種方法而得到的磁通位置計算裝置，且根據(jù)來自磁通位置計算裝置的磁通位置數(shù)據(jù)來校正速度控制裝置的輸出信號。
13.一種電氣機動有軌車或電氣電動車系統(tǒng)，其特征在于，包括輸出交流電的電力變換器，由所述變換器驅(qū)動并控制的感應電動機，將感應電動機用作其動力源的電氣機動有軌車或電氣電動車，至少檢測或估計電氣機動有軌車或電氣電動車的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩的裝置，指示轉(zhuǎn)矩的裝置，產(chǎn)生一個輸出信號從而使轉(zhuǎn)矩的檢測值或估計值達到指令值的轉(zhuǎn)矩控制裝置，其中提供了通過結合權利要求3至7中任一方法所得到的磁通位置計算裝置，并根據(jù)來自磁通位置計算裝置的磁通位置數(shù)據(jù)來校正轉(zhuǎn)矩控制裝置的輸出信號。
14.一種電梯驅(qū)動系統(tǒng)，其特征在于，包括輸出交流電的電力變換器，由所述變換器驅(qū)動并控制的感應電動機，將感應電動機用作其動力源的電梯，檢測電梯機車的位置的裝置，拽示電梯機車位置的裝置，產(chǎn)生一個第一輸出信號從而使得電梯機車位置的檢測值達到其指令值的位置控制裝置，估計或檢測感應電動機的轉(zhuǎn)速的裝置，將所述第一輸出信號用作感應電動機的轉(zhuǎn)速指令并產(chǎn)生一個第二輸出信號從而使得感應電動機轉(zhuǎn)速的估計值或檢測值達到指令值的速度控制裝置，估計或檢測感應電動機的轉(zhuǎn)矩的裝置，將所述第二輸出信號用作感應電動機的轉(zhuǎn)矩指令并產(chǎn)生第三輸出信號從而使得感應電動機轉(zhuǎn)矩的估計值或檢測值達到指令值的轉(zhuǎn)矩控制裝置，及根據(jù)所述第三輸出信號來控制變換器的裝置;其中提供了通過結合權利要求3至7中任一種方法所得到的磁通位置計算裝置，并根據(jù)來自磁通位置計算裝置的磁通位置數(shù)據(jù)來校正第一、第二、第三輸出信號中的至少一個。
全文摘要
一種控制感應電動機的方法，將一頻率不同于用來驅(qū)動感應電動機之交流電源的基波頻率的交流信號疊加在交流電源上，從而根據(jù)由于疊加而流過的電動機電流和交流信號的電壓或根據(jù)交流信號所產(chǎn)生的電動機電壓和電流來檢測由于電動機鐵芯飽和狀態(tài)不同而產(chǎn)生的物理值(漏電感)。通過改變基波的相位使上述過程重復多次，根據(jù)多個得到的物理值來得出基波磁通的位置(角度)并根據(jù)磁通位置信號控制感應電動機。
文檔編號H02P21/14GK1099200SQ9410484
公開日1995年2月22日 申請日期1994年4月28日 優(yōu)先權日1993年4月28日
發(fā)明者奧山俊昭, 巖路善尚, 伊君高志 申請人:株式會社日立制作所