專利名稱：交流電動機(jī)的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及適合控制電車驅(qū)動用的交流電動機(jī)、特別是永磁同步電動機(jī)的交流電 動機(jī)的控制裝置。
背景技術(shù)：
近年來，在產(chǎn)業(yè)設(shè)備、家電領(lǐng)域、汽車領(lǐng)域等交流電動機(jī)應(yīng)用領(lǐng)域中，用逆變器驅(qū) 動控制永磁同步電動機(jī)的方式正越來越多地取代以往用逆變器驅(qū)動控制感應(yīng)電動機(jī)的方 式。永磁同步電動機(jī)與感應(yīng)電動機(jī)相比，由于內(nèi)置于轉(zhuǎn)子中的永磁體建立磁通，因此不需要 相當(dāng)于勵磁電流的電流；由于轉(zhuǎn)子中沒有電流流動，因此不會產(chǎn)生二次銅損；除了利用由 永磁體的磁通產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩之外，還利用轉(zhuǎn)子的磁阻差異而產(chǎn)生的磁阻轉(zhuǎn)矩，從而可以高效 地得到轉(zhuǎn)矩等，由此可知是一種高效率的電動機(jī)，近年來，還探討將其用于電車驅(qū)動系統(tǒng)。永磁同步電動機(jī)的控制方法一般是通過設(shè)置電流控制系統(tǒng)進(jìn)行電流控制，上述電 流控制系統(tǒng)將來自設(shè)置于逆變器2的輸出側(cè)的電流檢測器的電流檢測值分為與電動機(jī)的 轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)相位同步旋轉(zhuǎn)的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上的d軸分量(磁通電流分量)和與其正交的q軸 分量(轉(zhuǎn)矩電流分量)，調(diào)整施加到電動機(jī)的電壓的大小，使得d/q軸電流與根據(jù)轉(zhuǎn)矩指令 計算出的d/q軸電流指令一致。考慮將永磁同步電動機(jī)(以下，記為電動機(jī))應(yīng)用于電車的驅(qū)動系統(tǒng)的情況，由 于需要在有限的車輛底板空間中搭載設(shè)備，因此要求交流電動機(jī)的控制裝置體積小且重量 輕。一般向內(nèi)置于電車用交流電動機(jī)的控制裝置中的逆變器輸入直流1500V至3000V左右， 因此使用具有3300V至6500V左右耐壓的高耐壓開關(guān)元件。然而，高耐壓開關(guān)元件的開關(guān) 損耗、導(dǎo)通損耗都較大，若考慮包括冷卻器或冷卻風(fēng)扇等的開關(guān)元件的冷卻裝置不過多，則 可容許的開關(guān)頻率最大為1000Hz左右，與例如家電產(chǎn)品或產(chǎn)業(yè)用逆變器、電動汽車用的開 關(guān)頻率比較，是其1/10至1/20左右的較低值。為了實現(xiàn)交流電動機(jī)的控制裝置的小體積且輕重量，降低內(nèi)置的開關(guān)元件所產(chǎn)生 的損耗來使該冷卻裝置實現(xiàn)小體積且輕重量是一重要事項，需要將開關(guān)頻率設(shè)定得盡量 低，并且需要通過將逆變器輸入電壓最大限度地施加到電動機(jī)，從而將電動機(jī)電流抑制得
盡量小。另一方面，電車應(yīng)用時的逆變器輸出頻率的最大值(電車的設(shè)計最高速度時的逆 變器輸出頻率)為400Hz左右。例如逆變器輸出頻率在最大值400Hz附近的情況下，若將 逆變器的開關(guān)頻率設(shè)定為上限1000Hz左右，則逆變器輸出電壓半周期中包含的脈沖數(shù)是 將開關(guān)頻率除以逆變器輸出頻率而得到的1. 875左右，變得非常少。若在這樣的狀態(tài)下驅(qū)動電動機(jī)，則逆變器輸出電壓的正的半周期和負(fù)的半周期中 分別包含的脈沖數(shù)和脈沖位置變得不平衡，施加在電動機(jī)上的電壓(線間電壓)的正負(fù)對 稱性被破壞，在電動機(jī)中產(chǎn)生電流振蕩或轉(zhuǎn)矩脈動，從而成為噪聲或振蕩的原因。因此，在逆變器輸出頻率較高的區(qū)域中，使用和逆變器輸出電壓同步地決定逆變 器的開關(guān)定時的同步5脈沖模式、同步3脈沖模式等所謂的同步脈沖模式，而且在向電動機(jī)施加最大電壓的情況下，使用由矩形波構(gòu)成逆變器輸出電壓的單脈沖模式使電動機(jī)運轉(zhuǎn)。 在同步脈沖模式、單脈沖模式中，逆變器輸出電壓半周期中包含的脈沖數(shù)和脈沖位置不隨 時間變化而是固定的，因此，逆變器輸出電壓的正的半周期和負(fù)的半周期中的脈沖數(shù)和脈 沖位置相同，能夠確保施加到電動機(jī)的電壓的正負(fù)對稱性，因此不必?fù)?dān)心在電動機(jī)中產(chǎn)生 電流振蕩或轉(zhuǎn)矩脈動。由此，在電車用的逆變器中，為了穩(wěn)定地驅(qū)動電動機(jī)，在逆變器輸出頻率較低的運 轉(zhuǎn)區(qū)域中，選擇與逆變器輸出頻率不同步(例如，固定在1000Hz)地決定開關(guān)頻率的異步脈 沖模式，在逆變器輸出頻率較高的區(qū)域中，選擇同步脈沖模式或由矩形波構(gòu)成逆變器輸出 電壓的單脈沖模式，即根據(jù)逆變器輸出頻率切換脈沖模式使電動機(jī)運轉(zhuǎn)。此外，在同步脈沖模式或單脈沖模式中，由于逆變器輸出電壓半周期中包含的脈 沖數(shù)較少，因此為了確保控制穩(wěn)定性，可以采用使上述電流控制系統(tǒng)的電流控制響應(yīng)降低、 或停止電流控制系統(tǒng)的計算、或切換到僅調(diào)整施加到電動機(jī)的電壓的相位的控制等。專利文獻(xiàn)1 日本國專利特開2006-081287號公報

發(fā)明內(nèi)容
然而，在驅(qū)動控制永磁同步電動機(jī)的情況下，需要根據(jù)電動機(jī)的轉(zhuǎn)子位置決定最 合適的逆變器輸出電壓指令，因而，一般采用基于由設(shè)置于電動機(jī)的軸端的位置檢測器獲 取的電動機(jī)轉(zhuǎn)子的位置信號決定逆變器輸出電壓指令的相位的結(jié)構(gòu)。但是，該位置檢測器 的輸出所包含的偏離真值的誤差會導(dǎo)致基于該位置檢測器的輸出而決定的逆變器輸出電 壓指令也產(chǎn)生誤差。另外，構(gòu)成逆變器的多個開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓降的偏差或電動機(jī)的 阻抗的相間偏差等可能導(dǎo)致電動機(jī)電壓的三相對稱性被破壞、產(chǎn)生電動機(jī)電流的三相不平 衡。特別是在同步脈沖模式、單脈沖模式的區(qū)域中，會如上所述地使d/q軸電流的電 流控制響應(yīng)降低、或停止電流控制系統(tǒng)的計算、或切換到僅調(diào)整施加到電動機(jī)的電壓相位 的控制，但在這種情況下，由于電流控制系統(tǒng)對電動機(jī)電流的三相不平衡的抑制效果降低 或無效，因此，有時會在電動機(jī)電流三相不平衡的狀態(tài)下運轉(zhuǎn)。在這種狀態(tài)下，電動機(jī)中產(chǎn) 生轉(zhuǎn)矩脈動，引起噪聲或影響電車的乘坐感。另外，盡管永磁同步電動機(jī)如上所述地在轉(zhuǎn)子中內(nèi)藏有永磁體，但在電動機(jī)電流 三相不平衡的情況下，永磁體中的磁通可能發(fā)生較大的變動，永磁體中可能流過渦電流而 導(dǎo)致溫度上升。若永磁體的溫度上升，則磁通下降，若進(jìn)一步超過臨界溫度，則發(fā)生不可逆 的退磁，這時即使減低溫度，永磁體也仍失去磁力。即，永磁體同步電動機(jī)受到損傷而不能
再產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。本發(fā)明是為了解決上述問題而設(shè)計的，提供一種交流電動機(jī)的控制裝置，在以同 步脈沖模式、單脈沖模式運轉(zhuǎn)的交流電動機(jī)的控制裝置中，能夠抑制由位置檢測器的輸出 中包含的偏離真值的誤差、逆變器輸出電壓指令的誤差、開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓降的偏差 或電動機(jī)的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的三相不平衡，能夠防止電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈 動和電動機(jī)的損傷。為了解決上述問題來達(dá)到目的，本發(fā)明的交流電動機(jī)的控制裝置包括逆變器，上 述逆變器與直流電源相連接，向交流電動機(jī)輸出任意頻率、任意電壓的三相交流；電流檢測器，上述電流檢測器檢測出上述交流電動機(jī)的電流；以及電壓指令/PWM信號生成部，上 述電壓指令/PWM信號生成部基于來自上述電流檢測器的信號計算上述逆變器的輸出電壓 指令，并基于上述輸出電壓指令生成用于控制上述逆變器內(nèi)具備的開關(guān)元件的脈寬調(diào)制信 號，其特征在于，包括電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部，上述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于上述電 流檢測器檢測出的電流生成電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，上述電壓指令/PWM信號生成部根 據(jù)上述逆變器的運轉(zhuǎn)狀態(tài)，基于上述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地調(diào)整上述脈寬 調(diào)制信號。由于采用上述結(jié)構(gòu)，因此能夠提供一種交流電動機(jī)的控制裝置，在以同步脈沖模 式、單脈沖模式進(jìn)行運轉(zhuǎn)的交流電動機(jī)的控制裝置中，能夠抑制因位置檢測器的輸出中包 含的偏離真值的誤差、逆變器輸出電壓指令的誤差、開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓降的偏差或電 動機(jī)的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的三相不平衡，能夠防止電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動和 電動機(jī)的損傷。


圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的交流電動機(jī)的控制裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。圖2是表示本發(fā)明的實施方式1的電壓指令/PWM信號生成部的結(jié)構(gòu)例的圖。圖3是表示本發(fā)明的實施方式1的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的結(jié)構(gòu)例的圖。圖4-1是表示本發(fā)明的實施方式1的電動機(jī)電流波形例的圖，是未實施電動機(jī)電 流不平衡補(bǔ)償?shù)那闆r下的圖。圖4-2是表示本發(fā)明的實施方式1的電動機(jī)電流波形例的圖，是實施了電動機(jī)電 流不平衡補(bǔ)償?shù)那闆r下的圖。圖5是表示本發(fā)明的實施方式2的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖6是表示本發(fā)明的實施方式3的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖7是表示本發(fā)明的實施方式4的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的結(jié)構(gòu)例的圖。
標(biāo)號說明
1電容器
2逆變器
3、4、5電流檢測器
6電動機(jī)
7旋轉(zhuǎn)變壓器(resolver)
8電壓檢測器
10電流指令生成部
Ild軸基本電流指令生成部
14加法器
15q軸電流指令生成部
20d軸電流控制部
21q軸非干涉計算部
22d軸非干涉計算部
23q軸電流控制部
30調(diào)制比計算部40控制相位角計算部50電壓指令/PWM信號生成部53乘法器54調(diào)整增益表55電壓指令計算部57異步載波信號生成部58同步3脈沖載波生成部59 開關(guān)60脈沖模式切換處理部61至63比較器64至66反相電路67至69加法器70逆變器角頻率計算部90三相-dq軸坐標(biāo)變換部95基準(zhǔn)相位角計算部100A至100D電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部IOlU 至 IOlW 低通濾波器(LPF)102U 至 102W 增益103U至103W比例積分要素104減法器105加法器106U 至 106W 減法器200交流電動機(jī)的控制裝置
具體實施例方式下面，基于附圖詳細(xì)說明本發(fā)明所涉及的交流電動機(jī)的控制裝置的實施方式。此 外，本發(fā)明不限于本實施方式。實施方式1圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的交流電動機(jī)的控制裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖1 所示，主電路包括成為直流電源的電容器1、從電容器1的直流電壓轉(zhuǎn)換為任意頻率的交 流電壓的逆變器2、以及永磁同步電動機(jī)(以下僅稱作電動機(jī))6。在電路上配置檢測電容 器1的電壓的電壓檢測器8、檢測逆變器2的輸出線的電流即電動機(jī)電流iu、iv、iw的電流 檢測器3、4、5，在上述電動機(jī)6中配置檢測轉(zhuǎn)子機(jī)械角θ m的旋轉(zhuǎn)變壓器7，將各檢測信號 輸入到以下說明的各部中。另外，也可以使用編碼器代替旋轉(zhuǎn)變壓器7，也可以使用從檢測出的電壓、電流等 計算求出位置信號的無位置傳感器方式，代替從旋轉(zhuǎn)變壓器7得到的位置信號，此時不需 要旋轉(zhuǎn)變壓器7。即，位置信號的獲取不限于使用旋轉(zhuǎn)變壓器7。另外，關(guān)于電流檢測器3、 4、5，由于最少只要設(shè)置2相，而剩下的1相的電流可以通過電流的三相和為零來計算求出，因此也可以采用該結(jié)構(gòu)，還可以采用從逆變器2的直流側(cè)電流再現(xiàn)并獲取逆變器2的輸出 電流的結(jié)構(gòu)。形成從未圖示的外部的控制裝置向交流電動機(jī)的控制裝置200輸入轉(zhuǎn)矩指令T* 的結(jié)構(gòu)，采用控制逆變器2以使電動機(jī)6產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩指令T* 一致的結(jié)構(gòu)。向逆變器2輸入由以下說明的電壓指令/PWM信號生成部50生成的柵極信號U、V、 W、X、Y、Ζ,對內(nèi)置于逆變器2的開關(guān)元件進(jìn)行PWM控制。逆變器2優(yōu)選采用電壓型PWM逆 變器，由于其結(jié)構(gòu)已知，因此省略詳細(xì)的說明。接下來，說明交流電動機(jī)的控制裝置200內(nèi)的各部的結(jié)構(gòu)。交流電動機(jī)的控制裝 置200包括根據(jù)轉(zhuǎn)子機(jī)械角θ !!！算出基準(zhǔn)相位角θ e的基準(zhǔn)相位角計算部95;根據(jù)從電 流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iv、iw和基準(zhǔn)相位角θ e生成d軸電流id、q軸 電流iq的三相-dq軸坐標(biāo)變換部90 ；根據(jù)基準(zhǔn)相位角θ e算出逆變器角頻率ω的逆變器 角頻率計算部70;根據(jù)從外部輸入的轉(zhuǎn)矩指令f和逆變器輸出角頻率ω生成d軸電流指 令icT、q軸電流指令iq*的電流指令生成部10 ；對d軸電流指令icf與d軸電流之差進(jìn)行 比例積分控制從而生成d軸電流誤差pde的d軸電流控制部20 ；對q軸電流指令iq*與q 軸電流之差進(jìn)行比例積分控制從而生成q軸電流誤差pqe的q軸電流控制部23 ；根據(jù)d軸 電流指令icT和逆變器角頻率ω計算q軸前饋電壓vqFF的q軸非干涉計算部21 ；根據(jù)q 軸電流指令iq*和逆變器角頻率ω計算d軸前饋電壓VdFF的d軸非干涉計算部22 ；根據(jù) d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓VdFF之和即d軸電壓指令vcT、q軸電流誤差pqe與q軸 前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、基準(zhǔn)相位角θ e、電容器1的電壓EFC計算調(diào)制比 PMF的調(diào)制比計算部30 ；根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令 VcT、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、基準(zhǔn)相位角θ e計算 控制相位角θ的控制相位角計算部40;根據(jù)調(diào)制比PMF、控制相位角Θ、逆變器頻率FINV、 電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc, vwdc生成輸出到逆變器2的柵極信號U、V、W、X、Y、 Z的電壓指令/PWM信號生成部50 ；以及向其輸入三相的電流iu、iv、iw從而生成電動機(jī)電 流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc、wdc的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100A(100B、100C、100D)。此 外，100BU00CU00D分別表示實施方式2至4的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部。接下來，說明以上說明的各控制塊的詳細(xì)結(jié)構(gòu)。在基準(zhǔn)相位角計算部95中，基于 下式(1)，根據(jù)轉(zhuǎn)子機(jī)械角θπι算出電角度即基準(zhǔn)相位角0e。
θ e = θ m · PP. · ·⑴式中，PP是電動機(jī)6的極對數(shù)。在三相-dq軸坐標(biāo)變換部90中，基于下式(2)，根據(jù)J 相位角9e，生成d軸電流id、q軸電流iq。相的電流iu、iv、iw和基準(zhǔn) 在逆變器角頻率計算部70中，基于下式(3)，對基準(zhǔn)相位角θ e進(jìn)行微分，從而算 出逆變器輸出角頻率ω。
ω = d( θ e)/dt. . . (3)另外，將逆變器輸出角頻率ω除以2π，計算出逆變器輸出頻率FINV。說明電流指令生成部10的結(jié)構(gòu)。在電流指令生成部10中，根據(jù)從外部輸入的轉(zhuǎn)矩 指令Τ*和逆變器輸出角頻率ω，生成d軸電流指令icT、q軸電流指令iq*。作為生成方法， 可以例舉以某一電流產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩的最大轉(zhuǎn)矩/電流控制、或?qū)㈦妱訖C(jī)的效率維持在最大 的最大效率控制等。這些最佳控制方法將電動機(jī)的旋轉(zhuǎn)速度和輸出轉(zhuǎn)矩的大小等作為參數(shù) 進(jìn)行調(diào)整，使電動機(jī)6的實際電流分別與計算式或預(yù)先儲存在表格中而得到的最佳的轉(zhuǎn)矩 分量電流指令(q軸電流指令iq*)、磁通分量電流指令(d軸電流指令icT) 一致。接下來，利用d軸電流控制部20、q軸電流控制部23，基于下式(4)、(5)，生成將d 軸電流指令icT與d軸電流之差進(jìn)行比例積分放大的d軸電流誤差pde、和將q軸電流指令 iq*與q軸電流之差進(jìn)行比例積分放大的q軸電流誤差pqe。式中，K1、K3是比例增益，Κ2、Κ4是積分增益。pqe = (Kl+K2/s) · (iq*_iq). · . (4)pde = (K3+K4/s) · (id*_id)· · . (5)此外，理由如上所述，式(4)、(5)特別是在同步脈沖模式時或以單脈沖模式進(jìn)行 運轉(zhuǎn)等的情況下，可以停止計算，將輸出Pde、pqe固定為剛要停止前的值，或者也可以使其 逐漸降為零而不再用于控制。d軸非干涉計算部22、q軸非干涉計算部21分別基于下式(6)、(7)，計算d軸前饋 電壓vdFF、q軸前饋電壓vqFF。
式中，Rl是電動機(jī)6的一次繞組電阻(Ω )，Ld是d軸電感(H)，Lq是q軸電感(H)， <pa是永磁體磁通(Wb)，s是微分算子。在調(diào)制比計算部30中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸 電壓指令vcT、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、基準(zhǔn)相位 角Ge、電容器1的電壓EFC，基于下式⑶計算調(diào)制比PMF。PMF = VMVVMmax. . . (8)式中，VMraax= (Τ /π) -EFC...(9VM* = sqrt (vd*2+vq*2). . . (10)此外，調(diào)制比PMF表示逆變器輸出電壓指令矢量的大小VM*與逆變器可輸出的最 大電壓VMmaX(由式(9)定義)的比例，在PMF = 1. 0時，表示逆變器輸出電壓指令矢量的 大小VM*與逆變器可輸出的最大電壓VMmax相等。另外，從式⑵至式(10)式可知，調(diào)制比PMF隨電流指令生成部10生成的d軸電 流指令icf、q軸電流指令iq*變化。在控制相位角計算部40中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即 d軸電壓指令vcf、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、以及基 準(zhǔn)相位角θ e，基于下式(11)計算控制相位角θ。
θ = θ e+ π +THV. · · (11)式中，THV = tarT1 (vd*/vq*)... (12) 接下來，說明電壓指令/PWM信號生成部50的結(jié)構(gòu)。圖2是表示實施方式1的電壓 指令/PWM信號生成部50的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖2所示，電壓指令計算部55根據(jù)調(diào)制比PMF 和控制相位角θ，基于下式(13)至(15)生成三相電壓指令即U相基本電壓指令VuW相 基本電壓指令Vv^及W相基本電壓指令Vw:Vu** = PMFM · sin θ …(13)Vv** = PMFM · sin( θ-(2 · Ji /3)). . . (14)Vv** = PMFM · sin( θ-(4 · Ji /3)). . . (15)接下來，利用加法器67至69，對U相基本電壓指令VuW相基本電壓指令Vv^、及 W相基本電壓指令Vw"分別加上接下來說明的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc、vwdc， 生成U相電壓指令ViA V相電壓指令V/、及W相電壓指令W。另外，如后所述，與上述各相的電壓指令ViA Vv*, Vw*相比較的載波信號CAR至少 具有異步載波信號和同步載波信號，形成可以根據(jù)脈沖模式控制部即脈沖模式切換處理部 60選擇的脈沖模式進(jìn)行選擇的結(jié)構(gòu)。此外，異步載波信號是在異步脈沖信號模式中使用的、 具有與逆變器輸出頻率FINV不同步地決定的頻率(例如固定在1000Hz)的載波信號。另外，同步載波信號將載波信號的頻率同步作為逆變器輸出頻率FINV的函數(shù)，使 得構(gòu)成逆變器輸出電壓的脈沖數(shù)及其位置在逆變器輸出電壓的正側(cè)半周期和負(fù)側(cè)半周期 中相同。在本實施方式中，說明了使用同步3脈沖載波信號作為同步載波信號的例子，但除 此以外例如也可以是同步5脈沖載波信號等，還可以預(yù)先準(zhǔn)備多個同步載波信號，根據(jù)需 要進(jìn)行切換。此外，式(13)至(15)中的系數(shù)PMFM是用乘法器53對調(diào)制比PMF乘以調(diào)整增益 表54的輸出的電壓指令振幅。調(diào)整增益表54用于在異步脈沖模式和同步3脈沖模式下校 正逆變器輸出電壓VM與調(diào)制比PMF的關(guān)系的不同之處，簡要如下。在異步脈沖模式下，逆變器無失真，可輸出的最大電壓(有效值)為0.612*EFC， 但在同步3脈沖模式下為0. 7797 *EFC。即，在異步脈沖模式下，與同步3脈沖模式相比，逆 變器輸出電壓與調(diào)制比PMF的比值為1/1.274。為了抵消該差，在異步脈沖模式下，將調(diào)制 比PMF變?yōu)?.274倍，作為電壓指令振幅PMFM輸入至上述電壓指令計算部55。另外，嚴(yán)格 來講，由于逆變器輸出電壓與調(diào)制比PMF的關(guān)系是非線性的，因此也可以考慮將其表格化。接下來，在比較器61至63中對U相電壓指令νιΛ V相電壓指令V/、W相電壓指 令V^與載波信號CAR進(jìn)行大小比較，生成柵極信號U、V、W、以及通過反相電路64至66生 成的X、Y、Z。載波信號CAR是脈沖模式切換處理部60利用開關(guān)59選擇異步載波信號生成 部57生成的異步載波信號A、同步3脈沖載波生成部58生成的同步3脈沖載波信號B、及 在單脈沖模式下選擇的零值C的信號。異步載波信號A、同步3脈沖載波信號B是以零為中 心取-1至1的值。此外，脈沖模式切換處理部60在調(diào)制比PMF小于0. 785時選擇異步脈沖模式，在 調(diào)制比PMF為0. 785以上且1. 0以下時選擇同步脈沖模式，在調(diào)制理PMF為1. 0以上時選 擇單脈沖模式進(jìn)行動作。
接下來，說明本實施方式的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100A的結(jié)構(gòu)。圖3是表示本 發(fā)明的實施方式1的交流電動機(jī)不平衡補(bǔ)償部100A的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖3所示，向電動機(jī) 電流不平衡補(bǔ)償部100A輸入電流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iv、及iw。利用低 通濾波器(以下，記為LPF) IOlU至IOlW去除三相的電流iu、iv、iw中包含的不需要的頻率 分量，利用增益102U至102W使獲得的信號進(jìn)行極性反轉(zhuǎn)，并輸入到比例積分要素103U至 103W。采用將比例積分要素103U至103W的輸出分別作為該相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量 即vudc、vvdc、vwdc進(jìn)行輸出的結(jié)構(gòu)。通過采用這樣的結(jié)構(gòu)，能夠補(bǔ)償位置檢測器即旋轉(zhuǎn)變壓器7的輸出中包含的偏離 真值的誤差、逆變器輸出電壓指令中包含的誤差、構(gòu)成逆變器2的開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓 降的偏差或電動機(jī)6的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的不平衡。由此，可以提供能 夠防止電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩脈動和電動機(jī)6的損傷的交流電動機(jī)的控制裝置200。接下來，說明應(yīng)用本發(fā)明的實施方式1的情況下的單脈沖模式下的動作波形。圖 4-1是表示電動機(jī)電流波形例的圖，是未實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)那闆r下的電動機(jī)電 流波形。圖4-2是表示本發(fā)明的實施方式1的電動機(jī)電流波形例的圖，是實施了電動機(jī)電 流不平衡補(bǔ)償?shù)那闆r下的圖。如圖4-1所示，在未實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)那闆r下，U 相電流iu向負(fù)側(cè)偏移IOA左右，V相電流iv向負(fù)側(cè)偏移IOA左右。而且，W相電流iw向正 側(cè)偏移IOA左右。另外，對于轉(zhuǎn)矩指令T* = 425Nm,轉(zhuǎn)矩T在350Nm到500Nm的范圍內(nèi)，以 與電動機(jī)電流相同的頻率進(jìn)行脈動。如圖4-2所示，若實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償，則可以 抑制各相的電流不平衡，并且還可以較好地抑制轉(zhuǎn)矩T的電動機(jī)電流頻率分量的脈動。實施方式2圖5是表示本發(fā)明的實施方式2的交流電動機(jī)不平衡補(bǔ)償部100B的結(jié)構(gòu)例的圖。 實施方式2是基于實施方式1的，因此，以下省略了與實施方式1相同結(jié)構(gòu)部分的說明，僅 說明與實施方式1不同的部分。如圖5所示，與實施方式1相比較，向電動機(jī)電流不平衡補(bǔ) 償部100B輸入由電流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iv、iw中的兩相的電流iu、iv， 分別利用LPF101U、101V去除不需要的頻率分量，利用增益102U、102V使其進(jìn)行極性反轉(zhuǎn)， 再輸出到比例積分要素103U、103V。將各比例積分要素103U、103V的輸出分別作為該相的 電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量即vudc、vvdc輸出。使用減法器104計算并輸出剩下的W相的電 動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vwdc，vwdc = -vudc-vvdc。此外，在圖5中，輸入了電流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iV、iw中的兩 相的電流iu、iv，也可以輸入其他的兩相(例如iv、iw)。在這種情況下，兩相的電流iv、iw 分別通過LPFlOlJfS 102、及比例積分要素103，計算出V相和W相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ) 償量wdc、wdc，剩下的U相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc作為vudc = -vvdc-vwdc算 出并輸出。即，除了所輸入的兩相之外的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量可以通過三相的電動機(jī) 電流不平衡補(bǔ)償量之和即vudc+vvdc+wdc為零來求出。通過采用這樣的結(jié)構(gòu)，能夠補(bǔ)償位置檢測器即旋轉(zhuǎn)變壓器7的輸出中包含的偏離 真值的誤差、逆變器輸出電壓指令中包含的誤差、構(gòu)成逆變器2的開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓 降的偏差或電動機(jī)的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的不平衡。由此，可以提供能夠 防止電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動和電動機(jī)的損傷的交流電動機(jī)的控制裝置。實施方式3
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以下說明本發(fā)明的實施方式3的結(jié)構(gòu)。實施方式3是基于實施方式1的，因此，以 下省略了與實施方式ι相同結(jié)構(gòu)部分的說明，僅說明與實施方式1不同的部分。圖6是表 示本發(fā)明的實施方式3的交流電動機(jī)不平衡補(bǔ)償部100C的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖6所示，與實 施方式1相比較，向電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100C輸入由電流檢測器3、4、5檢測出的三相 的電流iu、iv、iw中的兩相的電流iu、iv，分別利用LPF101U、101V去除不需要的頻率分量， 利用增益102U、102V使其進(jìn)行極性反轉(zhuǎn)，再輸出到比例積分要素103U、103V。將各比例積分 要素103U、103V的輸出分別作為該相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量即VudC、VVdC輸出。將剩 下的W相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vwdc固定為零而輸出。此外，在圖6中，輸入了電流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iV、iw中的兩 相的電流iu、iv,也可以輸入其他的兩相(例如iv、iw)。S卩，可以將任意一相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量固定為零，僅剩下兩相的電動機(jī) 電流不平衡補(bǔ)償量基于該兩相所檢測出的電流求出。例如，也可以如上所述將V相和W相 的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vvdc、VWdc通過LPF 101、增益102、比例積分要素103輸出，將 U相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc輸出為零。通過采用這樣的結(jié)構(gòu)，能夠補(bǔ)償位置檢測器即旋轉(zhuǎn)變壓器7的輸出中包含的偏離 真值的誤差、逆變器輸出電壓指令中包含的誤差、構(gòu)成逆變器2的開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓 降的偏差或電動機(jī)的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的不平衡。由此，可以提供能夠 防止電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動和電動機(jī)的損傷的交流電動機(jī)的控制裝置。與實施方式1相比較，實施方式2、實施方式3的結(jié)構(gòu)具有以下特征。在實施方式 1的結(jié)構(gòu)中，采用基于各相的電流檢測值iu、iv、iw分別求出三相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償 量vudc、vvdc、wdc的結(jié)構(gòu)，但是在電流檢測器3、4、5的電流檢測值iu、iv、iw中重疊有偏 移分量的情況下，考慮以下方面。此外，若采用對電流檢測值實施處理而使得電流檢測器3、4、5的電流檢測值iu、 iv.iw不包含偏移分量的結(jié)構(gòu)，則不會產(chǎn)生以下所說明的問題，但是大多數(shù)情況下難以完全 去除偏移分量。作為一個例子，考慮電流檢測器3、4、5的檢測值全部重疊有正的偏移的情況，即， 考慮電流檢測值中存在零相序分量(zero phase sequencecomponent)的情況。在這種情 況下，以實施方式1所示的步驟算出的三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc、vwdc都為 負(fù)值。在這種情況下，對U相基本電壓指令ViT、V相基本電壓指令Vv久W相基本電壓指令
分別加上負(fù)的三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc、vwdc，因此，成為U相電壓指令 ViAV相電壓指令V/、W相電壓指令Vw*重疊了負(fù)的零相序分量的狀態(tài)。然而，即使電壓指 令重疊了零相序分量，逆變器2的輸出線間電壓也不發(fā)生變化，因此電動機(jī)電流不發(fā)生變 化。另外，逆變器2的輸出是三相三線式的結(jié)構(gòu)，因此實際上不產(chǎn)生零相序電流。因此，無 法補(bǔ)償、抵消存在于電流檢測值3、4、5的電流檢測值的零相序分量，零相序分量仍然存在。 因而，由于電流檢測值iu、iv、iw所包含的偏移分量被比例積分要素103中的積分要素持續(xù) 放大，因此隨著時間的經(jīng)過，三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc, vwdc都持續(xù)向負(fù)向 增大而發(fā)散。在這種狀態(tài)下，幾乎無法對電動機(jī)電流不平衡進(jìn)行適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償，還可能使電動 機(jī)難以正常運轉(zhuǎn)。在實施方式2、3的結(jié)構(gòu)中，其特征在于，不采用根據(jù)三相的電流iu、iv、iw分別求出三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudC、VVdC、VWdC的結(jié)構(gòu)。具體而言，某一相的電動機(jī)電流 不平衡補(bǔ)償量根據(jù)剩下兩相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量求出，或者固定為零。通過采用實施方式2、3的結(jié)構(gòu)所示的結(jié)構(gòu)，即使在電流檢測器3、4、5的電流檢測 值iu、iv、iw中重疊有偏移分量的情況下，也可以避免三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量uvdc、 VVdC、VWdC持續(xù)增大而發(fā)散的現(xiàn)象，可以適當(dāng)?shù)匮a(bǔ)償電動機(jī)電流的不平衡，可以使電動機(jī)正 常運轉(zhuǎn)。另外，由于只需檢測出逆變器輸出的三相中的任意兩相的電流即可，因此，其特征 在于所需的電流檢測器至少有兩個即可，而且，電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100BU00C的計 算變簡單，也有助于實現(xiàn)交流電動機(jī)的控制裝置200的小體積且輕重量。實施方式4以下說明本發(fā)明的實施方式4的結(jié)構(gòu)。實施方式4是基于實施方式1的，因此，以 下省略了與實施方式ι相同結(jié)構(gòu)部分的說明，僅說明與實施方式1不同的部分。圖7是表示 本發(fā)明的實施方式4的交流電動機(jī)不平衡補(bǔ)償部100D的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖7所示，向電動 機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100D輸入電流檢測器3、4、5檢測出的三相的電流iu、iv、及iw。對于 三相的電流iu、iv、及iw，分別利用LPF101U至IOlW去除不需要的頻率分量，利用增益102U 至102W使其進(jìn)行極性反轉(zhuǎn)，再輸入到比例積分要素103U至103W。通過加法器105獲得比 例積分要素103U至103W的輸出的和，對其利用增益102進(jìn)行增益，將倍增后的值作為零相 序分量修正值zh，將利用減法器106U至106W從比例積分要素103U至103W的輸出分別減 去零相序分量修正值zh后的值設(shè)為三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量即vudc、vvdc、vwdc。此 外，最好將增益102的值設(shè)為1/3。通過采用這樣的結(jié)構(gòu)，能夠補(bǔ)償位置檢測器即旋轉(zhuǎn)變壓器7的輸出中包含的偏離 真值的誤差、逆變器輸出電壓指令中包含的誤差、構(gòu)成逆變器2的開關(guān)元件間的導(dǎo)通電壓 降的偏差或電動機(jī)6的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的不平衡。由此，可以提供能 夠防止電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩脈動和電動機(jī)6的損傷的交流電動機(jī)的控制裝置200。而且，即使在電流檢測器3、4、5的電流檢測值iu、iv、iw中重疊有上述說明的偏移 分量的情況下，也可以避免三相電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量uvdc、VVdc, VWdc持續(xù)向正向或 負(fù)向增大而發(fā)散的現(xiàn)象，可以適當(dāng)?shù)匮a(bǔ)償電動機(jī)電流的不平衡，可以使電動機(jī)6正常運轉(zhuǎn)。此外，盡管實施方式4所示的結(jié)構(gòu)是比實施方式2、實施方式3所示的結(jié)構(gòu)較為復(fù) 雜的結(jié)構(gòu)，但是其特征在于，相比實施方式2、實施方式3所示的結(jié)構(gòu)，具有更佳的電動機(jī)電 流的不平衡補(bǔ)償性能(電流不平衡抑制效果、轉(zhuǎn)矩脈動抑制效果)。關(guān)于實施方式1至4，記載有以下需要留意的共同項目。(留意點1)來自電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100A至100D的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、 Wdc, VWdc有可能與包括d軸電流控制部20和q軸電流控制部23的電流控制器的輸出 pde、pqe干涉而使電動機(jī)6產(chǎn)生電流振蕩，因此，最好將電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100A至 100D從輸入到電動機(jī)電流Iu、Iv、Iw的響應(yīng)(電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償系統(tǒng)的響應(yīng))與d軸 電流控制部20、q軸電流控制部23從輸入到電動機(jī)電流Iu、Iv, Iw的響應(yīng)(電流控制系統(tǒng) 的響應(yīng))分開，使其不一致。一般而言，最好使電動機(jī)電流不平衡系統(tǒng)的響應(yīng)比電流控制系 統(tǒng)的響應(yīng)要遲。而且，在簡單對應(yīng)的情況下，可以用以下方式實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償停止包括d軸電流控制部20和q軸電流控制部23的電流控制系統(tǒng)的計算，使其輸出為零， 或輸出一定的固定值。即，電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量最好采用與電流控制系統(tǒng)的狀態(tài)相關(guān) 地調(diào)整包含補(bǔ)償?shù)膶嵤?不實施的作用程度的結(jié)構(gòu)。(留意點2)LPF101U至IOlW的截止頻率的設(shè)定只要能夠提取出電動機(jī)電流iu、iv、iw所包含 的分量中包含直流的低頻分量即可，最好設(shè)定為數(shù)Hz以下。此外，可以將LPF101U至IOlW 的截止頻率與實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)哪孀兤鬏敵鲱l率FINV相關(guān)聯(lián)地決定。S卩，將實 施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)哪孀兤鬏敵鲱l率FINV的頻帶設(shè)定得高于LPF101U至IOlW的截 止頻率。例如，在將LPF101U至IOlW的截止頻率設(shè)定為2Hz的情況下，最好在逆變器輸出頻 率FINV為IOHz以上的區(qū)域中實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)?。由此，能夠防止電動機(jī)電流 不平衡補(bǔ)償量中包含的電動機(jī)電流的基波分量過大，防止電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量過大。(留意點3)最好使開始或停止實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)亩〞r與逆變器輸出頻率FINV、調(diào) 制比PMF或脈沖模式相關(guān)聯(lián)。理由如下所述。在同步脈沖模式、單脈沖模式的區(qū)域中，由于 逆變器2的輸出電壓半周期中包含的脈沖數(shù)減少，因此，如上所述需要使包括d軸電流控制 部20和q軸電流控制部23的電流控制系統(tǒng)的響應(yīng)降低，或者切換到停止電流控制系統(tǒng)或 僅調(diào)整施加到電動機(jī)的施加電壓相位的控制。在這種情況下，由于電流控制系統(tǒng)對電動機(jī) 電流的三相不平衡的抑制效果降低或無效，因此，可以僅在同步脈沖模式、單脈沖模式的區(qū) 域中采用本發(fā)明實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)慕Y(jié)構(gòu)。因此，可以采用基于逆變器2的脈沖 模式?jīng)Q定開始或停止實施電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償?shù)亩〞r的結(jié)構(gòu)。此外，基于與脈沖模式的 切換定時相關(guān)的某一個量即調(diào)制比PMF或逆變器輸出頻率FINV或電車的車速等以代替脈 沖模式?jīng)Q定上述定時，也可以獲得同樣的效果。(留意點4)在本發(fā)明的應(yīng)用例中，如上所述，根據(jù)電動機(jī)6的運轉(zhuǎn)狀態(tài)切換多種脈沖模式來 使電動機(jī)6運轉(zhuǎn)。在這種情況下，根據(jù)脈沖模式，構(gòu)成逆變器2的輸出線間電壓的脈寬和位 置發(fā)生變化，因此，根據(jù)脈沖模式，電動機(jī)電流的不平衡量發(fā)生變化。電動機(jī)電流不平衡補(bǔ) 償部100A至100D在電動機(jī)電流發(fā)生不平衡后，基于電流檢測器3、4、5檢測出的電流，使用 上述的LPFlOlJfS 102U至102W、比例積分要素103U至103W，以前饋方式生成電動機(jī)電流 不平衡補(bǔ)償量uvdc、vvdc, vwdc,從而進(jìn)行補(bǔ)償動作，以抑制電動機(jī)電流的不平衡量。然而，在剛切換完脈沖模式后，比例積分要素103U至103W的輸出(S卩，電動機(jī)電 流不平衡補(bǔ)償量)并不是切換后的脈沖模式下的最佳補(bǔ)償值，到電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量 vudc、vvdc、VWdc靜定到最佳值為止需要過渡時間。即，在電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、 VVdc, vwdc靜定到最佳值為止的期間，產(chǎn)生電動機(jī)電流的不平衡。作為處理這種現(xiàn)象的方 法，考慮存儲利用交流電動機(jī)的控制裝置200使電動機(jī)6運轉(zhuǎn)過程中的多個脈沖模式下的 各電動機(jī)電流不平衡量，預(yù)先計算求出對其進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾妱訖C(jī)電流不平衡預(yù)測補(bǔ)償量。然 后，在接下來的電動機(jī)6的運轉(zhuǎn)中，根據(jù)將與預(yù)先計算求出的上述各脈沖模式相對應(yīng)的電 動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量以前饋方式與比例積分要素103U至103W的輸出相加，若采用該結(jié) 構(gòu)，則以前饋方式補(bǔ)償脈沖模式切換前后的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量的差異，只要使用比 例積分要素103U至103W以前饋方式僅對電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量中包含的誤差量進(jìn)行補(bǔ)償即可，因此，能夠?qū)⒚}沖模式切換后的過渡的電動機(jī)電流的不平衡的發(fā)生抑制到最低限 度。此外，在停止逆變器2的開關(guān)元件的動作的情況下，最好停止電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部 100A至100D的計算輸出。由此，能夠避免由電流檢測器3、4、5的輸出中包含的偏移分量所 引起的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量vudc、vvdc, vwdc的發(fā)散。本發(fā)明提供了一種交流電動機(jī)的控制裝置，上述交流電動機(jī)的控制裝置通過設(shè)置 上述實施方式1至4所示的結(jié)構(gòu)的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部100A至100D，從而在同步脈沖 模式、單脈沖模式下進(jìn)行運轉(zhuǎn)，該交流電動機(jī)的控制裝置能夠抑制位置檢測器即旋轉(zhuǎn)變壓 器7的輸出中包含的偏離真值的誤差、逆變器輸出電壓指令的誤差、開關(guān)元件間的導(dǎo)通電 壓降的偏差或電動機(jī)6的阻抗的相間偏差等引起的電動機(jī)電流的三相不平衡，能夠防止電 動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩脈動和電動機(jī)6的損傷。另外，此處對根據(jù)電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量調(diào)整三相電壓指令的結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行了 說明，但并不限于此，只要能夠根據(jù)電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地調(diào)整脈寬調(diào)制 信號即柵極信號U、V、W、X、Y、Z，也可以采用上述以外的方法。例如，也可以采用根據(jù)電動 機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接修正開關(guān)定時的方法。以上，在實施方式的說明中，以控制永磁同步電動機(jī)的交流電動機(jī)的控制裝置為 對象進(jìn)行了說明，但也可以對驅(qū)動控制其他種類的電動機(jī)的交流電動機(jī)的控制裝置使用本 發(fā)明的思路。以上的實施方式所示的結(jié)構(gòu)是本發(fā)明內(nèi)容的一個例子，也可以與其他已知的技術(shù) 組合，在不脫離本發(fā)明要點的范圍內(nèi)，當(dāng)然也可以省略一部分等變更而構(gòu)成。并且，在本說明書中，考慮用于電車用的交流電動機(jī)的控制裝置而對發(fā)明內(nèi)容進(jìn) 行說明，但使用領(lǐng)域不限于此，當(dāng)然也可以應(yīng)用于電動汽車、電梯等各種相關(guān)領(lǐng)域。工業(yè)上的實用性本發(fā)明可用于適合控制電車驅(qū)動用的交流電動機(jī)、特別是永磁同步電動機(jī)的交流 電動機(jī)的控制裝置。
權(quán)利要求
一種交流電動機(jī)的控制裝置，包括逆變器，該逆變器與直流電源相連接，向交流電動機(jī)輸出任意頻率、任意電壓的三相交流；電流檢測器，該電流檢測器檢測出所述交流電動機(jī)的電流；以及，電壓指令/PWM信號生成部，該電壓指令/PWM信號生成部基于來自所述電流檢測器的信號計算所述逆變器的輸出電壓指令，并基于所述輸出電壓指令生成用于控制所述逆變器內(nèi)具備的開關(guān)元件的脈寬調(diào)制信號，其特征在于，包括電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部，該電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于所述電流檢測器檢測出的電流生成電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，所述電壓指令/PWM信號生成部根據(jù)所述逆變器的運轉(zhuǎn)狀態(tài)，基于所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地調(diào)整所述脈寬調(diào)制信號。
2.如權(quán)利要求1所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述逆變器是三相逆變器，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于所述交流電動機(jī)的三相的電流，分別生成該相的所 述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，直接或間接地調(diào)整該相的所述脈寬調(diào)制信號。
3.如權(quán)利要求1所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述逆變器是三相逆變器，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于所述交流電動機(jī)的電流中至少任意兩相的電流，生 成該相的所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，直接或間接地調(diào)整該相的所述脈寬調(diào)制信號， 基于所述兩相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，計算剩下一相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，直接或間接地調(diào)整該剩下一相的所述脈寬調(diào)制信號。
4.如權(quán)利要求1所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述逆變器是三相逆變器，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于所述交流電動機(jī)的電流中至少任意兩相的電流，生 成該相的所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，直接或間接地調(diào)整該相的所述脈寬調(diào)制信號， 使剩下一相的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量為零。
5.如權(quán)利要求1所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述逆變器是三相逆變器，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部基于所述交流電動機(jī)的三相的電流，生成成為該相的所 述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量的基本的量，從成為三相的所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量的基本的量中分別減去由成為三相的所 述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量的基本的量的和所構(gòu)成的量，將所得到的量作為該相的所述電 動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，直接或間接地調(diào)整該相的所述脈寬調(diào)制信號。
6.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于，所述電壓指令/PWM信號生成部基于所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量，調(diào)整所述輸出電 壓指令。
7.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于，與所述逆變器的脈沖模式的狀態(tài)、逆變器輸出頻率、調(diào)制比中的任一項相關(guān)地決定是 否根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地調(diào)整所述脈寬調(diào)制信號、或者調(diào)整的程度。
8.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量在所述逆變器的所述脈沖模式以同步脈沖模式或單脈 沖模式進(jìn)行運轉(zhuǎn)的情況下起作用。
9.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于，將來自所述電流檢測器的電流檢測值分別分解成由與所述逆變器的輸出電壓的頻率 同步旋轉(zhuǎn)的d軸和q軸構(gòu)成的正交二軸坐標(biāo)上的d軸電流和q軸電流，使得所述d軸電流 和所述q軸電流與各自的指令值一致，在具有調(diào)整向所述交流電動機(jī)施加的電壓的大小的 電流控制系統(tǒng)的情況下，所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量與所述電流控制系統(tǒng)的狀態(tài)相關(guān)地 調(diào)整作用程度。
10.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 將包含所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償系統(tǒng)的響應(yīng)與所述逆變器的所述電流控制系統(tǒng)的響應(yīng)設(shè)定為不一致。
11.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 將包含所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償系統(tǒng)的響應(yīng)設(shè)定為比所述逆變器的所述電流控制系統(tǒng)的響應(yīng)要遲。
12.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量是基于從來自所述電流檢測器的電流檢測值中提取出包含直流的數(shù)Hz以下的低頻分量的值計算得到的量。
13.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于，在使用低通濾波器作為從來自所述電流檢測器的電流檢測值提取出包含直流的數(shù)Hz 以下的低頻分量的單元的情況下，將根據(jù)所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地對所 述脈寬調(diào)制信號實施調(diào)整的逆變器輸出頻率的頻帶設(shè)定得比所述低通濾波器的截止頻率 要尚。
14.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 將預(yù)先求出的相對于所述交流電動機(jī)的電流中包含的不平衡分量的補(bǔ)償量作為電動機(jī)電流不平衡預(yù)測補(bǔ)償量，獲得包含所述電動機(jī)電流不平衡預(yù)測補(bǔ)償量的所述電動機(jī)電流 不平衡補(bǔ)償量。
15.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 所述電動機(jī)電流不平衡預(yù)測補(bǔ)償量是根據(jù)多種所述脈沖模式分別算出的。
16.如權(quán)利要求1至5的任一項所述的交流電動機(jī)的控制裝置，其特征在于， 在停止所述開關(guān)元件的動作的情況下，停止所述電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部的計算輸出ο
全文摘要
本發(fā)明的目的在于提供一種交流電動機(jī)的控制裝置，該交流電動機(jī)的控制裝置包括輸出逆變器，該輸出逆變器與直流電源相連接，向交流電動機(jī)輸出三相交流；電流檢測器，該電流檢測器檢測交流電動機(jī)的電流；以及電壓指令/PWM信號線生成部，該電壓指令/PWM信號線生成部基于電流檢測器的信號計算逆變器的輸出電壓指令，基于輸出電壓指令生成用于控制逆變器內(nèi)具備的開關(guān)元件的脈寬調(diào)制信號，該交流電動機(jī)的控制裝置設(shè)置有基于電流檢測器檢測出的電流生成電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量的電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償部，電壓指令/PWM信號生成部根據(jù)逆變器的運轉(zhuǎn)狀態(tài)，基于電動機(jī)電流不平衡補(bǔ)償量直接或間接地調(diào)整脈寬調(diào)制信號。
文檔編號H02P21/00GK101884164SQ20088011921
公開日2010年11月10日 申請日期2008年10月23日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月4日
發(fā)明者北中英俊 申請人:三菱電機(jī)株式會社