本公開一般涉及電力分配領(lǐng)域，更具體地，涉及電源轉(zhuǎn)換電路。

背景技術(shù)：

當(dāng)今世界的電力分配通常由傳輸交流電源信號的電力線組成。計算機、LED燈及其他電子設(shè)備通常使用電源轉(zhuǎn)換電路將來自電力線的電流轉(zhuǎn)換為可由設(shè)備使用的電壓信號。所提供的電源轉(zhuǎn)換電路不僅占用設(shè)備空間，還在轉(zhuǎn)換過程中消耗功率。

因此電子設(shè)備制造商尋求更高效、更高密度的電源。增加電源轉(zhuǎn)換電路的密度是低壓到中壓DC-DC電源既定的趨勢。然而，AC-DC市場基本上不受該趨勢的影響，這主要有三個原因。首先，對于150kHz以下的開關(guān)頻率，電磁干擾(EMI)標(biāo)準(zhǔn)的要求并不嚴(yán)格。開關(guān)頻率通常受到限制，從而使得EMI發(fā)射的基頻低于150kHz。第二，無源器件，特別是變壓器磁芯材料，沒有跟上半導(dǎo)體器件的進展步伐。第三，高壓開關(guān)(例如大于650V)直到最近品質(zhì)因數(shù)(FoM)都不高。眾所周知，上述第一個障礙與開關(guān)模式電源的EMI發(fā)射有關(guān)，使用零電壓開關(guān)(ZVS)便很容易克服。隨著高壓開關(guān)(包括令人欣喜的新型寬帶隙半導(dǎo)體器件)技術(shù)的進步，開關(guān)模式電源的新拓撲結(jié)構(gòu)正在發(fā)揮作用。一種這樣的拓撲結(jié)構(gòu)是有源鉗位反激(ACF)電源轉(zhuǎn)換器。

ACF轉(zhuǎn)換器自20世紀(jì)90年代中期以來就出現(xiàn)在文獻中。然而，ACF轉(zhuǎn)換器尚未廣泛使用，主要常見于低容量設(shè)計中。ACF拓撲結(jié)構(gòu)是固定開關(guān)頻率拓撲結(jié)構(gòu)，其利用存儲在電路寄生元件中的能量來實現(xiàn)ZVS，而不是將能量耗散到緩沖器電路中。ACF運行所得的波形顯示減少的尖峰，相對于常規(guī)開關(guān)模式電源改善了EMI。然而，ACF轉(zhuǎn)換器利用兩個MOSFET，并且需要另外的半橋驅(qū)動器。ACF轉(zhuǎn)換器的附加部件提高了成本，從而導(dǎo)致在成本敏感和大容量的市場(諸如，筆記本電腦電源適配器和發(fā)光二極管(LED)照明)中使用量較低。

傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器的近期實現(xiàn)方式已經(jīng)接近該拓撲結(jié)構(gòu)的效率和功率密度的極限。準(zhǔn)諧振反激拓撲結(jié)構(gòu)是傳統(tǒng)反激拓撲結(jié)構(gòu)的一種變化形式，準(zhǔn)諧振反激拓撲結(jié)構(gòu)獲得準(zhǔn)ZVS并且表現(xiàn)出了提高功率密度的潛質(zhì)。然而，準(zhǔn)諧振反激拓撲結(jié)構(gòu)具有隨負載電流變化的頻率，并且解決不了耗散泄漏能量的問題。在另一個方面，在實現(xiàn)ZVS的同時具有固定頻率操作的ACF拓撲結(jié)構(gòu)對于進一步的開發(fā)是非常有吸引力的。ACF拓撲結(jié)構(gòu)解決了效率難題，同時降低了EMI的發(fā)射。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有源鉗位反激電源轉(zhuǎn)換器的功率密度和效率需要提高。因此，在一個實施方案中，本公開是一種電源轉(zhuǎn)換電路，包括：電壓輸入；電壓感測電路，所述電壓感測電路耦接到所述電壓輸入并被配置為感測所述電壓輸入的電壓電勢；晶體管，所述晶體管包括耦接到所述電壓輸入的第一導(dǎo)通端；以及控制電路，所述控制電路耦接在所述電壓感測電路和所述晶體管的控制端之間，并且所述控制電路被配置為以基于所述電壓感測電路所感測的電壓電勢的大小確定的頻率來開關(guān)所述晶體。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路的操作頻率是由所述控制電路開關(guān)所述晶體管的頻率限定的。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路是有源鉗位反激轉(zhuǎn)換電路。

優(yōu)選地，所述控制電路被配置為以與所述電源轉(zhuǎn)換電路的負載電流成反比的頻率來開關(guān)所述晶體管。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路還包括耦接到所述電壓輸入的電源。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路還包括耦接在所述電壓輸入和所述晶體管之間的整流器。

優(yōu)選地，所述晶體管的第二導(dǎo)通端耦接到接地電壓節(jié)點。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路還包括在所述電壓輸入和所述接地電壓節(jié)點之間與所述晶體管串聯(lián)耦接的變壓器的第一繞組。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路還包括耦接到所述變壓器的第二繞組的電氣負載。

優(yōu)選地，所述電源轉(zhuǎn)換電路還包括在所述電壓輸入和所述接地電壓節(jié)點之間與所述變壓器的第一繞組并聯(lián)耦接的電容器。

附圖說明

圖1示出了電源轉(zhuǎn)換電路的示例性電路圖；

圖2a至圖2d示出了電源轉(zhuǎn)換電路的各個電路節(jié)點處的電流波形和電壓波形；

圖3a至圖3b示出了電源轉(zhuǎn)換電路相對于輸入電壓、負載電流和開關(guān)頻率的轉(zhuǎn)換效率；

圖4a至圖4c示出了電源轉(zhuǎn)換電路的變壓器中的磁芯損耗；

圖5示出了通過在高壓線路條件下增加電源轉(zhuǎn)換電路的開關(guān)頻率來提高轉(zhuǎn)換效率的方法；

圖6a至圖6b示出了隨著變化的負載電流改變開關(guān)頻率來提高效率。

具體實施方式

下文參照附圖描述了一個或多個實施方案，其中類似的數(shù)字表示相同或相似的元件。雖然按照實現(xiàn)某些目標(biāo)的最佳模式描述了附圖，但描述旨在涵蓋可包括在本公開的實質(zhì)和范圍內(nèi)的替代形式、修改形式和等同形式。

圖1示出了電源轉(zhuǎn)換電路100的電路圖。電源轉(zhuǎn)換電路100是有源鉗位反激(ACF)電源轉(zhuǎn)換器。電源轉(zhuǎn)換電路100包括耦接在接地節(jié)點114和電路節(jié)點116之間的電壓源110。電壓源110在電路節(jié)點116處向電源轉(zhuǎn)換電路100提供直流電源信號，并且代表著連接到包括電源轉(zhuǎn)換電路100的設(shè)備的外部電源。在一些實施方案中，電壓源110是交流(AC)電壓源，例如家庭或辦公室的電力線。一種整流器，例如全波橋式整流器，被提供于耦接在電壓源110和電路節(jié)點116之間。當(dāng)電壓源110的瞬時電壓下降至低于峰值電壓時，濾波電容器使電路節(jié)點116的電壓電勢接近電壓源110的峰值電壓電勢。

電源轉(zhuǎn)換電路100包括具有磁芯125、初級繞組126和次級繞組128的反激變壓器124。電感120耦接在電壓源110與反激變壓器124的初級繞組126之間。電感120為集總電感器，其表示初級繞組126的漏電感以及反激變壓器124外部的其他電感。在分析中使用磁化電感器130來表示流過初級繞組126的磁化電流。反激變壓器124憑借磁芯125中的磁場將電能從初級繞組126轉(zhuǎn)移到次級繞組128。反激變壓器124可作為耦接的電感器來分析，而不是傳統(tǒng)意義上的變壓器。反激變壓器124不用于提供變壓器作用。使磁芯125磁化并將初級繞組126和次級繞組128磁性耦接的電流被稱為磁化電流。在傳統(tǒng)的反激轉(zhuǎn)換器中，磁化電流在能量存儲模式期間流過初級繞組126，并在諧振能量傳輸模式期間流過次級繞組128，以給輸出電容器156充電。

初級繞組126耦接在電路節(jié)點122和電路節(jié)點132之間。MOSFET134包括耦接到電路節(jié)點132的漏極端子、柵極端子135和耦接到電阻器136的源極端子。電阻器136耦接在MOSFET 134的源極端子和接地節(jié)點114之間。MOSFET 140包括耦接到電路節(jié)點132的源極端子、柵極端子141和耦接到電容器142的漏極端子。電容器142耦接在MOSFET 140的漏極端子和電路節(jié)點116之間。MOSFET 140和電容器142合起來作為有源鉗位。

反激變壓器124的次級繞組128耦接在電路節(jié)點150和MOSFET 152的漏極端子之間。MOSFET 152還包括柵極端子153和耦接到接地節(jié)點154的源極端子。輸出電容器156和電阻器158并聯(lián)耦接在接地節(jié)點154和電路節(jié)點150之間。為簡化分析，使電阻器158表示電源轉(zhuǎn)換電路100的負載。選擇圖1中的電阻器158來表示使用電源轉(zhuǎn)換電路100的電子設(shè)備部件的預(yù)期近似負載。圖1所示的電源轉(zhuǎn)換電路100的各個部件是安裝或形成在電子設(shè)備的PCB或襯底上的分立部件。在其他實施方案中，電源轉(zhuǎn)換電路100的一個或多個部件被集成到單個半導(dǎo)體管芯或封裝件中。

控制器集成電路(IC)160具有耦接到MOSFET 140的柵極端子141、MOSFET 134的柵極端子135和MOSFET 152的柵極端子153的多個輸出端。MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152為n溝道MOSFET，表示負載流子(即電子)是流過MOSFET的電流的多數(shù)載流子。在其他實施方案中，使用p溝道MOSFET，其具有正電子空穴作為多數(shù)載流子。當(dāng)門極端電壓電勢足夠大時，n溝道MOSFET在n溝道MOSFET的漏極端和源極端之間提供低電阻。MOSFET的門極處于接地電勢或至少低于閾值時，MOSFET的漏極與源極間具有較大電阻。

在理想情況下，當(dāng)n溝道MOSFET的門極具有正電壓電勢時其電阻為零，并且當(dāng)其門極處于接地電勢時，其電阻為無窮大。MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152作為開關(guān)工作，由來自耦接到MOSFET相應(yīng)柵極的控制器160的控制信號打開和閉合。開關(guān)，例如MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152，被閉合也被稱為開關(guān)被“接通”，因為電流能夠在開關(guān)兩端之間流動。打開的開關(guān)被稱為被“斷開”，因為電流不在開關(guān)兩端之間顯著地流動。盡管所示出的電源轉(zhuǎn)換電路100的開關(guān)為MOSFET，但是在其他實施方案中也使用其他類型的電子控制開關(guān)，例如雙極性結(jié)型晶體管(BJT)。MOSFET包括為導(dǎo)通端的源極端和漏極端，以及作為控制端的門極端。BJT包括為導(dǎo)通端的發(fā)射極端和集電極端，以及作為控制端的基極端。

電壓感測電路162耦接在電路節(jié)點116和控制器160的輸入端之間。電壓感測電路162感測由電壓源110供給電源轉(zhuǎn)換電路100的電壓電勢，并將電壓電勢的大小傳送到控制器160。電壓感測電路162包括分壓器，以將電路節(jié)點116處的電壓按比例縮小至控制器160的模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸入端可接受的電壓。在一個實施方案中，電壓感測電路162包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，并且將表示電壓電勢的數(shù)字值發(fā)送到控制器160。在另一個實施方案中，電壓感測電路162包括鎖存器或其他存儲元件，并輸出表示輸入電壓是高壓線電壓電勢還是低壓線電壓電勢的一位數(shù)字值。如下所述，控制器160基于由電壓感測電路162感測到的電壓來改變MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的開關(guān)頻率，以提高電源轉(zhuǎn)換電路100的效率。

電路節(jié)點116具有近似穩(wěn)定的直流電壓電勢，該電壓電勢由電壓源110直接提供，或經(jīng)由耦接在電壓源110和電路節(jié)點116之間的整流器提供。電路節(jié)點150處的電壓輸出由等式1給出。

等式(1)：

在等式1中，Vout是電路節(jié)點150處的直流輸出電壓，Vin是電路節(jié)點116處的直流輸入電壓。D是MOSFET 134的柵極端子135處的控制信號的占空比。Np是磁芯125的初級繞組126的卷繞匝數(shù)，Ns是磁芯125的次級繞組128的卷繞匝數(shù)。

控制器160通過周期性地開關(guān)MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152來控制電流從電壓源110到電源轉(zhuǎn)換電路100各部件的流動。通常，電源轉(zhuǎn)換電路100在兩種不同的操作模式下工作。在MOSFET 134閉合或接通時，電源轉(zhuǎn)換電路100處于能量存儲模式。在MOSFET 134斷開或關(guān)斷時，電源轉(zhuǎn)換電路100處于諧振能量傳輸模式。

在能量存儲模式中，控制器160接通MOSFET 134，使得電流從電壓源110流過電感120、初級繞組126、磁化電感器130、MOSFET 134和電阻器136，流到接地節(jié)點114?？刂破?60關(guān)斷MOSFET 140。當(dāng)流過初級繞組126的電流增加時，能量存儲在反激變壓器124中。與傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器的操作相類似，以近似線性的速率給磁化電感器130以及電感120進行磁性充電。MOSFET 152斷開，使得流過次級繞組128的電流被切斷，從而使得電力不從初級繞組126傳遞到次級繞組128。在其他實施方案中，使用二極管對流過次級繞組128的電流進行整流。二極管由于被反向偏置而關(guān)斷，而不是由于來自控制器160的控制信號被關(guān)斷。

隨著流過初級繞組126的電流增大，流過電阻器136的電流也增大。流過電阻器136的增大的電流導(dǎo)致電阻器136兩端的電壓增加。電阻器136是電流感測電阻器?？刂破?60在電流感測輸入端處接收電阻器136兩端的電壓，以感測流過初級繞組126的電流的大小。使用電流模式控制時，當(dāng)基于來自電路節(jié)點150處的輸出電壓的反饋信號確定了電阻器136兩端的電壓達到閾值時，控制器160將電源轉(zhuǎn)換電路100從能量存儲模式切換到諧振能量傳輸模式。

該反饋信號是通過使用運算放大器或其他比較器電路，將電路節(jié)點150處的輸出電壓電勢與固定參考電壓進行比較而產(chǎn)生的電壓電勢。在另一個實施方案中，輸送到控制器160的反饋電壓是流過電阻器158所表示負載的負載電流的函數(shù)。在其他實施方案中，反饋信號是負載電流和輸入電壓二者的函數(shù)。

控制器160通過斷開或關(guān)斷MOSFET 134，將電源轉(zhuǎn)換電路100從能量存儲模式轉(zhuǎn)換到諧振能量傳輸模式。流過電阻器136并流至接地節(jié)點114的電流被切斷，但是由于在能量存儲模式期間磁芯125中存儲有能量，電流繼續(xù)流過初級繞組126、電感120和磁化電感器130。當(dāng)電流繼續(xù)流過初級繞組126時，流過磁化電感器130的磁化電流給MOSFET 134的輸出電容和其他集總電容(例如，初級繞組126的寄生電容)充電。MOSFET 134的輸出電容以諧振方式充電，但是由于充電的時間框架短暫，因此可將該諧振方式建模為線性的。

一旦MOSFET 134電容充電，則電路節(jié)點132處的電壓上升，并將MOSFET 140中的體二極管正向偏置。電流流過MOSFET 140的體二極管并流至電容器142。由于電容器142比MOSFET 134的輸出電容大得多，因此幾乎所有流過磁化電感器130的磁化電流被轉(zhuǎn)移給電容器142充電。

初級繞組126兩端的電壓降低，并且快速達到使次級繞組128兩端的電壓在電路節(jié)點150處為正的點。一旦電路節(jié)點150具有正電壓，MOSFET 152便閉合以允許電流流過次級繞組128，并且進入諧振能量傳輸模式。

一旦電路節(jié)點150相對于接地節(jié)點154具有正電壓，電源轉(zhuǎn)換電路100便開始進入諧振能量傳輸模式。在諧振能量傳輸模式期間，電感120開始與電容器142諧振，諧振頻率F_res由等式2給出。

等式(2)：

等式2中的L₁₂₀是電感120的值。等式2中的C₁₄₂是電容器142的值。諧振電流由等式3給出。

等式(3)：I_res＝I_m*cos(ω*t)

在等式3中，I_res是流過電感120的諧振電流。I_m是流過磁化電感器130的磁化電流。Ω或ω是電源轉(zhuǎn)換電路100運行的當(dāng)前角頻率，t是時間。將MOSFET 152閉合或接通，使得在次級繞組128中感應(yīng)出的電流流動，從而在電路節(jié)點150處產(chǎn)生正電壓。

MOSFET 152在諧振能量傳輸模式期間閉合，以允許在次級繞組128中感應(yīng)出的電流給輸出電容器156充電，并為負載供電。MOSFET 152在能量存儲模式期間斷開，以減少反方向流動、使輸出電容器156放電的電流。MOSFET 152為次級繞組128中感應(yīng)出的電流提供有源或同步整流。輸出電容器156作為濾波電容器在工作，以使電路節(jié)點150保持在穩(wěn)定的電壓電勢附近。電路節(jié)點150處的電荷產(chǎn)生流過電阻器158并流至接地節(jié)點154的電流，從而給由電阻器158表示的負載供電。

為了結(jié)束諧振能量傳輸模式并轉(zhuǎn)換回能量存儲模式，控制器160首先關(guān)斷MOSFET 140，從電路中有效地移除電容器142。從電容器142流到初級繞組126的電流因MOSFET 140斷開而中斷。由電感120和MOSFET 134的輸出電容形成新的諧振網(wǎng)絡(luò)，并且使MOSFET 134的輸出電容放電。為了使MOSFET 134的輸出電容完全放電，存儲在電感120中的能量應(yīng)當(dāng)大于存儲在MOSFET 134的輸出電容中的能量。也就是說，等式4應(yīng)該是成立的。

等式(4)：L₁₂₀*I²＞C₁₃₄*V²

一旦MOSFET 134的輸出電容充分放電，MOSFET 134的體二極管就變地正向偏置并開始導(dǎo)通。次級繞組128的電流衰減，并且MOSFET 134可在ZVS條件下重新接通，以完成回到能量存儲模式的轉(zhuǎn)換。MOSFET 152被關(guān)斷，以減少次級繞組128中流到接地節(jié)點154的電流。

圖2a至圖2d示出了電源轉(zhuǎn)換電路100的各個點處的電流信號和電壓信號的時序。雖然示出了特定的時序，但是當(dāng)電源轉(zhuǎn)換電路100以不同的頻率或以不同的占空比工作時，信號轉(zhuǎn)換發(fā)生的時間也不同。圖2a以曲線170示出了電路節(jié)點132處的電壓電勢的時序圖。當(dāng)MOSFET 134閉合時，由于電路節(jié)點132經(jīng)由MOSFET 134和電阻器136耦接到了接地節(jié)點114，因此曲線170大約處于接地電位。在圖2a的零時刻，MOSFET 134已經(jīng)閉合，并且曲線170處于約零伏特。在圖2a中的大約0.7微秒(μs)處，控制器160關(guān)斷MOSFET 134，從而電路節(jié)點132處的電壓電勢快速增加，達到大約為電壓源110電壓加上從次級繞組128反射的電壓的值。在圖2a中，電路節(jié)點132在大約0.8μs時達到該高電壓。電路節(jié)點132保持高電壓，直到控制器160在大約3.5μs時閉合MOSFET 134。在0.8μs和3.6μs之間MOSFET 152斷開并且曲線170為高，該段時間對應(yīng)于電源轉(zhuǎn)換電路100的諧振能量傳輸模式。在大約0.7μs和0.8μs之間曲線170上升，該段時間表示從能量存儲模式到諧振能量傳輸模式的轉(zhuǎn)變。電路節(jié)點132處的電壓電勢在大約3.7μs時返回至約接地電位?？刂破?60恰好在6.0μs之前再次斷開MOSFET 134。在大約3.7μs和6.0μs之間MOSFET 134閉合，該段時間對應(yīng)于電源轉(zhuǎn)換電路100的能量存儲模式。在大約3.5μs和3.7μs之間曲線170下降，該段時間對應(yīng)于從諧振能量傳輸模式到能量存儲模式的轉(zhuǎn)變。

電源轉(zhuǎn)換電路100的操作頻率由控制器160開關(guān)MOSFET 134的速率限定。在圖2a中，對于大約192千赫(kHz)的頻率，曲線170的周期為大約5.2μs。曲線170具有大于50％的占空比，即曲線170中大約為260V的時間比曲線170中大約為接地電位的時間更長。在一個實施方案中，控制器160通過改變曲線170的占空比來調(diào)節(jié)電路節(jié)點150處的輸出電壓。

圖2b示出了使用示波器看到的流過反激變壓器124初級側(cè)的電流的時序圖。因為磁化電感器130表示反激變壓器124的磁化電流，所以磁化電感器130是分析結(jié)構(gòu)。所測得的流過反激變壓器124初級側(cè)的電流(在圖2b中繪制為初級電流172)包括在諧振能量傳輸模式期間流經(jīng)電感120的諧振電流，加上流過磁化電感器130的磁化電流。

在0.8μs和3.5μs之間的這一時間段，當(dāng)MOSFET 134斷開并且電源轉(zhuǎn)換電路100處于諧振能量傳輸模式時，流過初級繞組126的電流以諧振方式從正值減小到負值，如等式3所定義的那樣。控制器160閉合MOSFET 152，使得由初級電流172在次級繞組128中感應(yīng)出的電流給負載(例如電阻器158)供電，并給輸出電容器156充電。圖2c示出了在次級繞組128中感應(yīng)出的次級電流174，其反映了初級繞組126的諧振電流和流過磁化電感器130的磁化電流之間的差。在從3.5μs至6.0μsMOSFET 134閉合時，流過反激變壓器124的初級側(cè)的初級電流172從負值近似線性地增加到正值?？刂破?60斷開MOSFET 152以減小允許流過次級繞組128的電流量。允許流過次級繞組128的電流反向?qū)⑹馆敵鲭娙萜?56放電，這與在MOSFET 152閉合期間使用輸出電容器156給負載供電的目標(biāo)相反。在MOSFET 152斷開且MOSFET 134閉合時，流過次級繞組128的電流保持近似為零。

圖2d示出了流過磁化電感器130的磁化電流176。磁化電流176不能被直接測量，因為磁化電感器130是一種分析工具而不是物理電感器。相反，磁化電流176是通過從初級電流172減去次級電流174計算出的數(shù)學(xué)構(gòu)造。在0.8μs和3.4μs之間，當(dāng)電力在初級繞組126和次級繞組128之間傳輸時，磁化電流下降以磁化反激變壓器124的磁芯125。在3.7μs之后，磁化電流176反向，并從負值增加到正值。在正向上變化的磁化電流176使反激變壓器124的磁芯125消磁，以便為在大約6.0μs開始的下一個電力循環(huán)重置磁芯的磁化。

在使用有源鉗位反激拓撲結(jié)構(gòu)的開關(guān)模式電源中，磁化電流176不是能夠直接測量的。磁化電流176是基于初級電流172和次級電流174之差的數(shù)學(xué)構(gòu)造。示波器用于直接測量反激變壓器124的初級繞組中的初級電流172，和次級繞組128中的次級電流174。從初級電流172中減去次級電流174來確定磁化電流176。

有源鉗位反激轉(zhuǎn)換器(諸如電源轉(zhuǎn)換電路100)中的磁化電流176以連續(xù)電流模式(CCM)工作。因此，即使在輕負載和備用條件下，磁化電流176也通過磁化電感器130連續(xù)地來回循環(huán)。在一些實施方案中，控制器160提供了以不連續(xù)的電流模式操作的選項。

圖3a至圖3b示出了電源轉(zhuǎn)換電路100低壓線電壓輸入(例如，120V)下的轉(zhuǎn)換效率，與電源轉(zhuǎn)換電路100在高壓線電壓輸入(例如，230V)下相應(yīng)的轉(zhuǎn)換效率。實際的低壓線電壓電勢和高壓線電壓電勢根據(jù)地理位置和其他因素而變化。低壓線電壓電勢可以是100V、110V、115V、120V、122V或另一個類似的電壓電勢。高壓線電壓電勢可以是210V、212V、220V、230V、240V或另一個類似的電壓電勢。圖3a以實線示出了的效率曲線200，該曲線示出了在低壓線輸入和跨負載電流范圍的200kHz開關(guān)頻率下，具有20V直流輸出電壓的電源轉(zhuǎn)換電路100的效率。效率曲線202以虛線示出，其示出了在高壓線輸入和跨負載電流范圍頻率為200kHz時的電源轉(zhuǎn)換電路100的效率。

在圖3a的水平軸或X軸上示出的負載電流，表示流過電阻器158或連接到電源轉(zhuǎn)換電路100的其他負載的以安培為單位的電流。在圖3a的垂直軸或Y軸中示出的效率百分比，表示輸入到電源轉(zhuǎn)換電路100并被輸出到負載的電能的百分比。獲得更高效率是所期望的，并且意味著在電源轉(zhuǎn)換電路100的部件中消耗更少的能量。

圖3a示出在高壓線電壓輸入和低壓線電壓輸入之間存在顯著的效率差距。圖3b示出了在高壓線電壓輸入下，電源轉(zhuǎn)換電路100在不同工作頻率下的效率。效率曲線202示出了200kHz的工作頻率，效率曲線212示出了250kHz的工作頻率，效率曲線214示出了300kHz的工作頻率。圖3b表面，在高壓線路條件下，效率隨著工作頻率的增大而提高。通過相對于低壓線路條件提高高壓線路條件下的工作頻率，使得電源轉(zhuǎn)換電路100在高壓線路條件下的效率更接近于低壓線路條件的效率。

圖4a至圖4c示出了增大電源轉(zhuǎn)換電路100的操作頻率會提高效率的一個原因。圖4a示出了電源轉(zhuǎn)換電路100的低效現(xiàn)象的餅圖220。整個餅圖220表示電源轉(zhuǎn)換電路100中的基本上全部的低效現(xiàn)象。例如，如果電源轉(zhuǎn)換電路100以90％的效率工作，則餅圖220表示電源轉(zhuǎn)換電路100中未輸出至負載的、余下10％的電能。

餅圖220示出了促成電源轉(zhuǎn)換電路100的低效現(xiàn)象的6個因素。扇區(qū)222示出了電源轉(zhuǎn)換電路100的電阻器136中的功率損耗。電阻器136向控制器160提供用于電源轉(zhuǎn)換電路100操作的重要信息，但是降低了效率。

扇區(qū)224示出了在控制器160和需要操作MOSFET 134和MOSFET 140的其他驅(qū)動器電路中的功率損耗。在一個實施方案中，使用半橋驅(qū)動器來驅(qū)動MOSFET 134和MOSFET 140，并且半橋驅(qū)動器所用的功率促成了扇區(qū)224的形成。扇區(qū)226示出了MOSFET 152的驅(qū)動器電路中的功率損耗，以及MOSFET 152因開關(guān)和導(dǎo)通而產(chǎn)生的損耗。扇區(qū)228表示二極管電橋的功率損耗，該二極管電橋在使用具有整流器級的交流電壓源的實施方案中，將來自電壓源110的交流功率轉(zhuǎn)換為電路節(jié)點116處的直流功率。

圖4a中的扇區(qū)230示出了當(dāng)電流流過MOSFET 134和MOSFET 140時產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。開關(guān)損耗是指MOSFET中的功率損耗，該功率損耗借由在MOSFET從斷開切換到閉合、或從閉合切換到斷開時流過MOSFET的額外電流而產(chǎn)生。導(dǎo)通損耗是指在MOSFET導(dǎo)通或閉合時由于MOSFET的電阻而損耗的功率。導(dǎo)通損耗近似地與MOSFET的導(dǎo)通電阻(R_DS(ON))和流過該MOSFET的電流的大小成比例。電源轉(zhuǎn)換電路100利用零電壓開關(guān)(ZVS)操作，因此使開關(guān)損耗受到限制。通過允許磁化電流176在MOSFET 134被控制器160閉合之前達到負值來實現(xiàn)ZVS。對于大多數(shù)計算而言，電源轉(zhuǎn)換電路100的初級側(cè)上的MOSFET(即MOSFET 134和MOSFET 140)的開關(guān)損耗可忽略不計。

餅圖220的扇區(qū)232示出了反激變壓器124的磁芯125中的能量損耗。磁芯損耗由反激變壓器124的磁芯125內(nèi)變化的磁場B產(chǎn)生，因為磁芯125不具有完全有效的磁響應(yīng)。使磁芯125磁化以及使該磁芯去磁需要做功。如圖4a所示，與使磁芯125磁化和使該磁芯去磁相關(guān)聯(lián)的功率損耗是造成電源轉(zhuǎn)換電路100的低效現(xiàn)象中的最大部分。提高磁化反激變壓器124的效率具有提高電源轉(zhuǎn)換電路100的總效率的巨大可能性。

由扇區(qū)232表示的變壓器損耗是ΔB和電源轉(zhuǎn)換電路100工作的開關(guān)頻率(F_SW)的函數(shù)。變壓器的德爾塔-B(用希臘字母寫為ΔB)是變壓器磁芯中磁場的峰到峰幅度。圖2d的磁化電流176產(chǎn)生磁場，該磁場隨著磁化電流減小而使反激變壓器124的磁芯125磁化，并且隨著磁化電流增大而使反激變壓器124的磁芯125去磁。反激變壓器124的磁芯125中的磁場B隨著磁化電流發(fā)生波動。磁芯125中的磁場的低峰值幅度和高峰值幅度之間的差為ΔB。F_SW是控制器160在整個周期中開關(guān)MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的頻率。

圖4b將ΔI_m與輸入電壓之比示為曲線240。ΔI_m是磁化電流176的峰到峰幅度。在恒定的輸出電壓和恒定的開關(guān)頻率下，ΔI_m隨著輸入電壓的增大而增加，如圖4b中的曲線240所示。圖4b的實施方案包括電路節(jié)點150處20V的輸出電壓和200kHz的開關(guān)頻率。等式5示出了計算ΔI_m的一般性公式。

等式(5)：ΔI_m＝(V_in·D)/(L_pri·F_SW)

等式5中的V_in是電路節(jié)點116處的直流電壓。D是柵極端子135處來自控制器160的控制信號的占空比。L_pri是初級繞組126的電感值。F_SW是柵極端子135處來自控制器160的控制信號的開關(guān)頻率。

在一些實施方案中，控制器160改變D的值來調(diào)節(jié)電路節(jié)點150處的輸出電壓。在電路節(jié)點116處的輸入電壓較高時，使用較低的占空比來使電路節(jié)點150處保持類似的電壓輸出。在一個實施方案中，控制器160使用等式6來確定占空比D，以在控制MOSFET 134時使用。

等式(6)：D＝V_out/(V_out+n·V_in)

等式6定義了占空比，該占空比可與電路節(jié)點116處的給定輸入電壓V_in一起使用，以在電路節(jié)點150處實現(xiàn)所需的輸出電壓V_out。等式6中的變量“n”是反激變壓器124的匝數(shù)比，即次級繞組128的匝數(shù)除以初級繞組126的匝數(shù)。

圖4c示出了曲線242，該曲線為電壓源110的電壓電勢范圍上的ΔB。圖4c的實施方案具有與圖4b的實施方案相同的開關(guān)頻率(200kHz)和輸出電壓(20V)。曲線242示出ΔB隨著輸入電壓的增大而增加，類似于圖4b中的ΔI_m，。在實踐中，磁芯125中的磁場B由磁化電流I_m產(chǎn)生，因此ΔB是ΔI_m的函數(shù)。磁芯125中的磁化損耗隨著輸入電壓的增大而增加，因為ΔI_m和ΔB都增加。相對于將電子設(shè)備插入到低壓線路電力線(例如，125V)中，通過將電子設(shè)備插入到高壓線路電力線(例如，230V)中向電源轉(zhuǎn)換電路100供電降低了效率。

以下等式7示出了可用于計算ΔB的一個公式。ΔB是ΔI_m的函數(shù)，示出圖4b如何與圖4c相關(guān)。

等式(7)：ΔB＝(L_pri·ΔI_m)/(N_pri·A_c)

在等式7中，ΔI_m由等式5計算得出，并且該值是通過反激變壓器124初級側(cè)的磁化電流176的峰-峰值。等式7中的N_pri是圍繞磁芯125的初級繞組126的匝數(shù)。A_c是磁芯125的橫截面積。

由于磁芯材料的磁化和去磁所產(chǎn)生的磁芯125中的功率損耗可使用Steinmetz等式計算。Steinmetz等式用于計算磁性材料由于磁滯而產(chǎn)生的磁芯損耗。將Steinmetz等式應(yīng)用到電源轉(zhuǎn)換電路100得出等式8。

等式(8)：P_C＝K·F_SW^α·ΔB^β

P_c是磁芯125中用于磁化磁芯125的材料而產(chǎn)生的功率損耗，并且是ΔB和F_SW的函數(shù)。只要等式8中的阿拉法(α)小于貝塔(β)，則ΔB分量和F_SW分量中前者占主導(dǎo)地位。

圖5示出了通過利用輸入電壓改變工作頻率來提高開關(guān)模式電源的效率的方法。從步驟250開始，提供電源轉(zhuǎn)換電路100。在一個實施方案中，電源轉(zhuǎn)換電路100是圖1所示的有源鉗位反激轉(zhuǎn)換器。

在步驟252處，感測到電路節(jié)點116的電壓電勢。如果電壓源110是交流電壓源，則電路節(jié)點116處的電壓電勢由電壓源110結(jié)合整流器提供。電路節(jié)點116的電壓電勢由電壓感測電路162確定并被傳送到控制器160。在一些實施方案中，電壓電勢作為與所感測電壓成比例的模擬或數(shù)字值被傳送到控制器160。在其他實施方案中，電壓感測電路162簡單地生成指示檢測到低壓線路條件或檢測到高壓線路條件的單個二進制值。

在步驟254處，控制器160基于電路節(jié)點116處所感測的電壓電勢來設(shè)定電源轉(zhuǎn)換電路100的開關(guān)頻率。在控制器160接收到關(guān)于檢測到高壓線路條件或低壓線路條件的信息的情況下，控制器160簡單地針對低壓線路條件利用第一開關(guān)頻率，并且針對高壓線路條件利用第二開關(guān)頻率。

在高壓線路條件下提高頻率的一個策略是使ΔI_m在整個輸入電壓范圍內(nèi)保持近似恒定。通過針對高壓線路和低壓線路輸入電壓使用以上等式5，并且將公式設(shè)置為彼此相等，本領(lǐng)域技術(shù)人員可確定保持大約等于ΔI_m所需的高壓線路頻率，如在低壓線路條件期間所示。求解高壓線路頻率F_h，并且用等式6中的公式代替等式5中的變量D，得出以下等式9。

等式(9)：F_h＝V_h·F_l·(n·V_l+V_out)/V_l(n·V_h+V_out)

等式9中的F_l是控制器160在低壓線路條件下使用的開關(guān)頻率。V_l是在低壓線路條件期間的電路節(jié)點116的電壓(例如120V)，V_h是在高壓線路條件期間的電路節(jié)點116的電壓。V_out是目標(biāo)輸出直流電壓，n是反激變壓器124的匝數(shù)比。在制造電源轉(zhuǎn)換電路100之前先解出等式5，并且控制器160使用使ΔI_m在高壓線路輸入電壓和低壓線路輸入電壓之間保持近似恒定的高壓線路頻率和低壓線路頻率進行編程。在其他實施方案中，每次感測電路節(jié)點116的電壓電勢時，控制器160在運行中重新計算等式5。

在控制器160接收與電路節(jié)點116處的電壓電勢成比例的模擬或數(shù)字值的實施方案中，控制器160利用公式來計算所需的開關(guān)頻率?？刂破?60使用目標(biāo)ΔI_m編程，并結(jié)合等式5和等式6求解F_sw來確定開關(guān)頻率，從而在給定感測的輸入電壓的情況下得到目標(biāo)ΔI_m。

在任何情況下，隨著輸入電壓的增大，電源轉(zhuǎn)換電路100的開關(guān)頻率增大，目的是使ΔI_m保持為近似恒定的值。如果開關(guān)頻率在高壓線路條件下不增大，則ΔI_m增加，這會增大磁芯125中的磁芯損耗并降低效率。通過改變電源轉(zhuǎn)換電路100的開關(guān)頻率來保持ΔI_m近似恒定，從而使得在高壓線路條件下電源轉(zhuǎn)換電路100的效率不會顯著降低。在以上等式8中，Steinmetz等式示出只要α小于β，則ΔB是確定磁芯損耗的主要因素。即使較高的頻率增加了等式8的該分量，總的磁芯損耗也因為較低的ΔI_m而下降，因此在較高的頻率下具有較低的ΔB。防止ΔI_m的顯著增加還降低了由于通過MOSFET 134、MOSFET 144、電阻器136和初級繞組126的有效電阻的導(dǎo)通損耗而產(chǎn)生的功率損耗。

圖5的箭頭256示出了步驟252和步驟254可選重復(fù)。在僅將高壓線路或低壓線路條件中任一者的存在傳送到控制器160的一些實施方案中，每當(dāng)電源轉(zhuǎn)換電路100通電時，執(zhí)行一次步驟252和步驟254。在控制器160接收與輸入電壓成比例的信號的一些實施方案中，周期性地重復(fù)步驟252和步驟254，以說明可隨時間推移發(fā)生的輸入電壓的較小變化。周期性地更新開關(guān)頻率以說明漂移輸入電壓提供了更接近在控制器160中編程的目標(biāo)ΔI_m值的實際ΔI_m值。

除了改變開關(guān)頻率以及輸入電壓之外，如圖5所示，在其他實施方案中，控制器160使用的開關(guān)頻率也被改變?yōu)樨撦d電流的函數(shù)。電源轉(zhuǎn)換電路100的負載電流是通過電阻器158的電流，該電阻器表示由電子設(shè)備的通過電源轉(zhuǎn)換電路100供電的部件提供的負載。圖6a示出了隨著時間推移增大的負載電流260。在水平時間刻度上的0和5之間，負載電流260處于低值。在時間10和時間15之間，負載電流260處于中間值，并且在時間20和時間25之間，負載電流260相對較高。

圖3a至圖3b示出了當(dāng)負載電流較低時(例如，在圖6a中的時間0和時間5之間)，效率降低。在較低的負載電流下，需要較小的ΔI_m來實現(xiàn)ZVS。因此，控制器160提高電源轉(zhuǎn)換電路100的開關(guān)頻率以在較低負載電流下提高效率。圖6a示出了在時間0和時間5之間以較高頻率工作、在時間10和時間15之間以中間頻率工作并且在時間20和時間25之間以較低頻率工作的ΔI_m。增加的開關(guān)頻率導(dǎo)致較低的ΔI_m和較低的ΔB，這是由于磁充電磁芯125的周期較短。圖6a示出了從時間0到時間5的較高頻率的磁化電流176導(dǎo)致較低的ΔI_m，而從時間20到時間25的較低頻率的磁化電流176導(dǎo)致較大幅值的ΔI_m。

ΔI_m的減小提高效率，但是需要最小ΔI_m來實現(xiàn)MOSFET 134的零電壓開關(guān)(ZVS)。為了實現(xiàn)ZVS，在MOSFET 134被控制器160閉合之前，需要磁化電流176為負值。開關(guān)頻率可在低負載電流下提高至任何程度，并且只要磁化電流176在MOSFET 134接通之前達到負值，仍會實現(xiàn)ZVS。

圖6b示出了可通過利用負載電流改變開關(guān)頻率實現(xiàn)的效率增益。曲線270示出了當(dāng)開關(guān)頻率隨負載電流變化時在整個負載電流范圍內(nèi)的效率。曲線272示出了當(dāng)開關(guān)頻率保持恒定時在整個負載電流范圍內(nèi)的效率。曲線270和曲線272之間的間隙示出可通過改變控制器160用于開關(guān)MOSFET 134、MOSFET 140和MOSFET 152的開關(guān)頻率來實現(xiàn)顯著的效率增益。由于可用降低的磁化電流ΔI_m來實現(xiàn)ZVS，因此獲得顯著的效率增益。較小的ΔI_m導(dǎo)致較小的ΔB。等式8中的Ste inmetz等式表明，只要等式8中的阿拉法(α)小于貝塔(β)，即使以提高頻率為代價，較低的ΔB也將導(dǎo)致較低的磁芯損耗。減小ΔI_m還減少了MOSFET 134、MOSFET 140、電阻器136和初級繞組126中的導(dǎo)通損耗。

負載電流由來自反激變壓器124的次級側(cè)的反饋信號確定，該負載電流指示由負載(例如，電阻器158)汲取的電流的大小。控制器160接收指示負載電流的反饋信號，但不接收指示來自電壓感測電路162的輸入電壓的信號，在一些實施方案中，基于負載電流而不是輸入電壓來改變開關(guān)頻率。在一個實施方案中，電壓感測電路162接收與電源轉(zhuǎn)換電路100的負載電流成比例的信號。產(chǎn)生從電壓感測電路162到控制器160的反饋信號，該反饋信號為通過電阻器158的負載電流和電路節(jié)點116處的輸入電壓的函數(shù)。當(dāng)電壓感測電路162產(chǎn)生作為輸入電壓和負載電流的函數(shù)的控制信號時，控制器160能夠使用單個反饋信號在不同的輸入電壓(如圖5所示)以及不同的負載條件下(如圖6a至圖6b所示)提高效率。在控制器160基于輸入電壓而不是負載電流改變電源轉(zhuǎn)換電路160的開關(guān)頻率的其他實施方案中，從電壓感測電路162到控制器160的控制信號簡單地基于輸入電壓而不考慮負載電流。

電源轉(zhuǎn)換電路100是以連續(xù)電流模式(CCM)工作的有源鉗位反激轉(zhuǎn)換器。當(dāng)使用較低的磁化電感時，磁化電流176在正與負之間擺動。負的磁化電流通過在MOSFET 134接通之前使電容器142放電來啟用ZVS。電源轉(zhuǎn)換電路100的控制器160在可變頻率下工作，該可變頻率為負載電流、輸入電壓或負載電流和輸入電壓兩者的函數(shù)。電源轉(zhuǎn)換電路100變化的工作頻率降低了通過初級繞組126的磁化電流的峰-峰值，即ΔI_m。當(dāng)電源轉(zhuǎn)換電路100耦接到高壓線路時，減少ΔI_m從而降低ΔB，同時保持零電壓開關(guān)操作，提高了電源轉(zhuǎn)換電路100的總效率。通過初級繞組126的總電流的減少還降低了MOSFET 134中的導(dǎo)通損耗和反激變壓器124中的銅耗。一個策略是在所有電壓輸入條件下保持相對恒定的ΔI_m和ΔB。隨著負載的降低提高開關(guān)頻率會提高總效率。隨著輸入電壓的增大提高開關(guān)頻率會提高總效率。

雖然已詳細示出了一個或多個實施方案，但技術(shù)人員將認(rèn)識到，在不脫離本公開的范圍的情況下，可對這些實施方案作出修改和變更。下文中列出了多個示例性實施例，而其他實施例也是可能的。

在第一實施方案中，一種產(chǎn)生電壓信號的方法包括以下步驟：提供包括控制器的電源轉(zhuǎn)換電路，將電源轉(zhuǎn)換電路的輸入耦接到第一電壓電勢，感測第一電壓電勢的大小，以及基于第一電壓電勢的大小設(shè)定控制器的開關(guān)頻率。

在第二實施方案中，在第一實施方案中感測第一電壓電勢大小的步驟包括確定第一電壓電勢是高壓線路電力線還是低壓線路電力線。

在第三實施方案中，第一實施方案的方法還包括將控制器的開關(guān)頻率設(shè)定為與第一電壓電勢的大小成比例的步驟。

在第四實施方案中，第一實施方案的方法還包括基于電源轉(zhuǎn)換電路的輸出電流來設(shè)定控制器的開關(guān)頻率的步驟。

在第五實施方案中，第四實施方案的方法還包括產(chǎn)生到控制器的單個反饋信號的步驟，該反饋信號為第一電壓電勢和輸出電流的函數(shù)。

在第六實施方案中，提供第一實施方案的電源轉(zhuǎn)換電路的步驟包括：提供晶體管、將控制器的輸出耦接到該晶體管的控制端子，以及使用控制器以開關(guān)頻率來切換晶體管的控制端子。

在第七實施方案中，第一實施方案的方法還包括以下步驟：周期性地感測第一電壓電勢的大小，以及在每次感測到第一電壓電勢的大小之后設(shè)定電源轉(zhuǎn)換電路的開關(guān)頻率。

在第八實施方案中，一種產(chǎn)生電壓信號的方法包括以下步驟：提供電源轉(zhuǎn)換電路，將電源轉(zhuǎn)換電路的輸入耦接到第一電壓電勢，以及基于第一電壓電勢的大小設(shè)定控制器的開關(guān)頻率。

在第九實施方案中，第八實施方案的方法還包括使用零電壓開關(guān)(ZVS)操作電源轉(zhuǎn)換電路的步驟。

在第十實施方案中，第八實施方案的方法還包括周期性地基于第一電壓電勢的大小來設(shè)定電源轉(zhuǎn)換電路的開關(guān)頻率的步驟。

在第十一實施方案中，第八實施方案的方法還包括基于電源轉(zhuǎn)換電路的輸出電流來設(shè)定該電源轉(zhuǎn)換電路的開關(guān)頻率的步驟。

在第十二實施方案中，提供第八實施方案的電源轉(zhuǎn)換電路的步驟包括提供有源鉗位反激轉(zhuǎn)換器。

在第十三實施方案中，第八實施方案的方法還包括將電源轉(zhuǎn)換電路的開關(guān)頻率設(shè)定成與第一電壓電勢的大小成比例的步驟。

在第十四實施方案中，第八實施方案的方法還包括在連續(xù)電流模式(CCM)下操作電源轉(zhuǎn)換電路的步驟。

相關(guān)申請的交叉引用

本申請要求Ajay Karthik HARI和Dhruv CHOPRA發(fā)明的提交于2016年1月15日的名稱為“POWER CONVERSION EFFICIENCY USING VARIABLE SWITCHING FREQUENCY”(可變開關(guān)頻率下的電源轉(zhuǎn)換效率)的美國臨時申請No.62/279355的優(yōu)先權(quán)，該申請以引用方式并入本文，并且據(jù)此要求其對共同主題的優(yōu)先權(quán)。