本發(fā)明涉及dc/dc變換器控制技術(shù)領域，特別是涉及一種dc/dc變換器的控制方法、控制系統(tǒng)及控制裝置。

背景技術(shù)：

dc/dc變換器是電力電子系統(tǒng)的重要組成部分，在微電網(wǎng)優(yōu)化控制，電動汽車和大規(guī)模儲能系統(tǒng)的能量管理等方面都起著至關(guān)重要的作用。從本質(zhì)上講，dc/dc變換器是一類典型的既包含離散系統(tǒng)又包含連續(xù)系統(tǒng)的混雜系統(tǒng)，混雜特性主要體現(xiàn)在以下兩個方面：1)dc/dc變換器的核心部件是功率開關(guān)器件，通過控制功率開關(guān)的導通與關(guān)斷使變換器工作在不同的工作模式，通過功率開關(guān)實現(xiàn)不同工作模式的切換體現(xiàn)了離散系統(tǒng)的特性；2)dc/dc變換器在每一種工作模式工作時又具有連續(xù)系統(tǒng)的特性。

針對dc/dc變換器的混雜特性，現(xiàn)有技術(shù)中存在將模型預測控制(modelpredictivecontrol,mpc)方法分別應用于降壓型dc/dc變換器和boostdc/dc變換器的控制方法。但是，由于mpc控制器對被控對象的模型參數(shù)較為敏感，當被控對象出現(xiàn)隨機擾動使模型參數(shù)變化時，mpc控制器的魯棒性會顯著下降，從而導致被控對象即dc/dc變換器的魯棒性降低。

因此，如何提高dc/dc變換器的魯棒性，成為本領域技術(shù)人員亟需解決的技術(shù)問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種dc/dc變換器的控制方法，以提高dc/dc變換器的魯棒性。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了如下方案：

一種dc/dc變換器的控制方法，用于控制dc/dc變換器，所述控制方法包括：

獲取所述dc/dc變換器中儲能電感的離散電流信號和所述dc/dc變換器輸出電壓的離散電壓信號，所述離散電流信號是對所述dc/dc變換器中儲能電感的電流以設定的采樣周期進行采樣后獲得的離散電流，所述離散電壓信號是對所述dc/dc變換器的輸出電壓以所述采樣周期進行采樣后獲得的離散電壓；

根據(jù)第k個采樣周期的離散電壓信號與第k個采樣周期給定的參考電壓信號確定第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號隸屬的一維云模型和所述第k個采樣周期的誤差增量信號隸屬的一維云模型，確定第k個采樣周期的參考電流增量隸屬的一維云模型；

根據(jù)所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征確定第k個采樣周期的參考電流增量；

根據(jù)第k-1個采樣周期的參考電流和所述第k個采樣周期的參考電流增量確定第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

根據(jù)模型預測控制模型、所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流和第k-1個采樣周期的控制量確定第k個采樣周期的控制量，其中，第0個采樣周期的控制量為0；

根據(jù)所述第k個采樣周期的控制量生成占空比與所述控制量對應的pwm脈沖；

根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

可選的，所述模型預測控制模型的傳遞函數(shù)為分段仿射函數(shù)。

可選的，所述分段仿射函數(shù)為：

其中，d(k)表示第k個采樣周期的控制量，fr、gr、hr和kr表示系數(shù)矩陣，p表示參數(shù)變量，p(k)表示第k個采樣周期輸入的參數(shù)向量，p(k)＝[il(k),vo(k),d(k-1),ilref(k)]^t，il(k)表示第k個采樣周期的離散電流信號，vo(k)表示第k個采樣周期的離散電壓信號，d(k-1)表示第k-1個采樣周期的控制量，ilref(k)表示第k個采樣周期的參考電流，r4表示4維實數(shù)集，cpr表示第r個多面體區(qū)域，nf表示多面體區(qū)域的個數(shù)。

可選的，所述系數(shù)矩陣的確定方法包括：

根據(jù)所述dc/dc變換器的電路結(jié)構(gòu)，建立所述dc/dc變換器的連續(xù)時間模型；

根據(jù)所述連續(xù)時間模型建立所述dc/dc變換器的離散時間混雜模型：

其中，x(k)＝[x1(k)x2(k)]^t＝[il(k)vo(k)]^t，x(k)表示第k個采樣周期的狀態(tài)變量，il(k)表示所述dc/dc變換器中第k個采樣周期的儲能電感的離散電流信號，vo(k)表示所述dc/dc變換器第k個采樣周期的輸出電壓的離散電壓信號，d(k)表示第k個采樣周期的控制量，τ＝ts/v1，ts表示所述dc/dc變換器的開關(guān)周期，v1∈n且v1≥1，φave＝φ1(v1d(k)-i)+φ2(1-v1d(k)+i)，ψave＝ψ1(v1d(k)-i)+ψ2(1-v1d(k)+i)，e表示自然常數(shù)，i2表示2階單位矩陣，

ro表示所述dc/dc變換器的負載電阻，l表示所述dc/dc變換器的儲能電感，rl表示所述dc/dc變換器的儲能電感的等效串聯(lián)電阻，c表示所述dc/dc變換器的電容，rc表示所述dc/dc變換器中與所述等效電容串聯(lián)的等效串聯(lián)電阻；

根據(jù)所述離散時間混雜模型確定所述模型預測控制模型的各系數(shù)矩陣。

可選的，所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征具體包括：期望、熵和超熵。

本發(fā)明的目的是提供一種dc/dc變換器的控制系統(tǒng)，能夠提高dc/dc變換器的魯棒性。

一種dc/dc變換器的控制系統(tǒng)，用于控制dc/dc變換器，所述控制系統(tǒng)包括：

獲取模塊，用于獲取所述dc/dc變換器中儲能電感的離散電流信號和所述dc/dc變換器輸出電壓的離散電壓信號，所述離散電流信號是對所述dc/dc變換器中儲能電感的電流以設定的采樣周期進行采樣后獲得的離散電流，所述離散電壓信號是對所述dc/dc變換器的輸出電壓以所述采樣周期進行采樣后獲得的離散電壓；

誤差確定模塊，用于根據(jù)第k個采樣周期的離散電壓信號與第k個采樣周期給定的參考電壓信號確定第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

隸屬確定模塊，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號隸屬的一維云模型和所述第k個采樣周期的誤差增量信號隸屬的一維云模型，確定第k個采樣周期的參考電流增量隸屬的一維云模型；

電流增量確定模塊，用于根據(jù)所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征確定第k個采樣周期的參考電流增量；

參考電流確定模塊，用于根據(jù)第k-1個采樣周期的參考電流和所述第k個采樣周期的參考電流增量確定第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

控制量確定模塊，用于根據(jù)模型預測控制模型、所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流和第k-1個采樣周期的控制量確定第k個采樣周期的控制量，其中，第0個采樣周期的控制量為0；

脈沖生產(chǎn)模塊，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的控制量生成占空比與所述控制量對應的pwm脈沖；

驅(qū)動模塊，用于根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

本發(fā)明的目的是提供一種dc/dc變換器的控制裝置，能夠提高dc/dc變換器的魯棒性。

一種dc/dc變換器的控制裝置，用于控制dc/dc變換器，所述控制裝置包括：

電流采集電路，所述電流采集電路的采集端與所述dc/dc變換器中的儲能電感連接，用于采集所述dc/dc變換器中儲能電感的電流；

電壓采集電路，所述電壓采集電路的采集端與所述dc/dc變換器連接，用于采集所述dc/dc變換器的輸出電壓；

a/d轉(zhuǎn)換器，所述電流采集電路的輸出端和所述電壓采集電路的輸出端分別與所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸入端連接，用于將所述儲能電感的電流轉(zhuǎn)換為離散電流信號，并將所述輸出電壓轉(zhuǎn)換為離散電壓信號；

比較器，所述比較器的輸入端分別與所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸出端及參考電壓發(fā)生器連接，所述參考電壓發(fā)生器用于提供給定的參考電壓信號，所述比較器用于比較第k個采樣周期的離散電壓信號與所述參考電壓信號，得到第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

處理器，所述比較器的輸出端與所述處理器的輸入端連接，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號、所述第k個采樣周期的誤差增量信號和第k-1個采樣周期的參考電流輸出第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

模型預測控制器，所述處理器的輸出端和所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸出端分別與所述模型預測控制器的輸入端連接，所述模型預測控制器用于根據(jù)所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流輸出第k個采樣周期的控制信號；

pwm脈沖生成器，所述模型預測控制器的輸出端與所述pwm脈沖生成器的輸入端連接，所述pwm脈沖生成器用于根據(jù)所述控制信號生成占空比與所述控制信號對應的pwm脈沖；

驅(qū)動電路，所述驅(qū)動電路的輸入端分別與所述pwm脈沖生成器的輸出端和所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)連接，用于根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

可選的，所述a/d轉(zhuǎn)換器的采樣頻率為所述dc/dc變換器的開關(guān)頻率的整數(shù)倍。

可選的，所述a/d轉(zhuǎn)換器的采樣頻率與所述dc/dc變換器的開關(guān)頻率相同。

可選的，所述電壓采集電路包括第一電阻和第二電阻，所述第一電阻和所述第二電阻串聯(lián)后，并聯(lián)在所述dc/dc變換器的輸出端。

根據(jù)本發(fā)明提供的具體實施例，本發(fā)明公開了以下技術(shù)效果：

本發(fā)明根據(jù)第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期給定的參考電壓信號及第k-1個采樣周期的參考電流，采用云模型算法估計第k個采樣周期的參考電流，mpc控制器根據(jù)輸出電壓信號、儲能電感的電流信號、云模型估算的參考電流和上一個采樣周期的控制量確定當前采樣時刻的控制量。當被控對象出現(xiàn)隨機擾動使模型參數(shù)變化時，只有當該擾動引起儲能電感的電流或變換器的輸出電壓變化時，mpc控制器才會對擾動做出響應，若被控對象的隨機擾動并未造成輸出電壓或者儲能電感的電流變化，mpc控制器將會忽略該次擾動。可見，本發(fā)明采用云模型算法對mpc控制器的參數(shù)進行預估，有效提高了mpc控制系統(tǒng)的抗隨機擾動性能，從而提高了mpc控制器的魯棒性，進而提高了dc/dc變換器的魯棒性。

本發(fā)明提供的控制方法，通過云模型估算mpc控制器的參數(shù)，mpc控制器的參數(shù)與dc/dc變換器混雜模型的切換模式無關(guān)。因此，本發(fā)明提供的控制方法突破了現(xiàn)有技術(shù)中被控對象的電路拓撲對mpc控制器的局限。本發(fā)明提供的控制方法適用于所有的dc/dc變換器，具有良好的通用性和統(tǒng)一性，便于推廣實施。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其它的附圖。

圖1為本發(fā)明實施例1提供的dc/dc變換器的控制方法的流程圖；

圖2為本發(fā)明實施例2提供的dc/dc變換器的控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖；

圖3為本發(fā)明實施例3提供的dc/dc變換器的控制裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為本發(fā)明實施例3提供的dc/dc變換器的控制裝置中處理器的工作原理框圖；

圖5為本發(fā)明實施例3提供的控制裝置中處理器的參數(shù)估計部分的原理框圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

本發(fā)明的目的是提供一種dc/dc變換器的控制方法、控制系統(tǒng)及控制裝置，能夠提高dc/dc變換器的魯棒性。

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明作進一步詳細的說明。

實施例1：

如圖1所示，一種dc/dc變換器的控制方法，用于控制dc/dc變換器，所述控制方法包括：

步驟101：獲取所述dc/dc變換器中儲能電感的離散電流信號和所述dc/dc變換器輸出電壓的離散電壓信號，所述離散電流信號是對所述dc/dc變換器中儲能電感的電流以設定的采樣周期進行采樣后獲得的離散電流，所述離散電壓信號是對所述dc/dc變換器的輸出電壓以所述采樣周期進行采樣后獲得的離散電壓；

步驟102：根據(jù)第k個采樣周期的離散電壓信號與第k個采樣周期給定的參考電壓信號確定第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

步驟103：根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號隸屬的一維云模型和所述第k個采樣周期的誤差增量信號隸屬的一維云模型，確定第k個采樣周期的參考電流增量隸屬的一維云模型；

步驟104：根據(jù)所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征確定第k個采樣周期的參考電流增量；本實施例中，所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征具體包括：期望、熵和超熵。

步驟105：根據(jù)第k-1個采樣周期的參考電流和所述第k個采樣周期的參考電流增量確定第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

步驟106：根據(jù)模型預測控制模型、所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流和第k-1個采樣周期的控制量，確定第k個采樣周期的控制量，其中，第0個采樣周期的控制量為0；

步驟107：根據(jù)所述第k個采樣周期的控制量生成占空比與所述控制量對應的pwm脈沖；

步驟108：根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

本實施例中，所述模型預測控制模型的傳遞函數(shù)為分段仿射(pwa)函數(shù)，所述分段仿射函數(shù)的表達式為：

其中，d(k)表示第k個采樣周期的控制量，其中k表示正整數(shù)，fr、gr、hr和kr表示系數(shù)矩陣，p表示參數(shù)變量，p(k)表示第k個采樣周期輸入的參數(shù)向量，p(k)＝[il(k),vo(k),d(k-1),ilref(k)]^t，il(k)表示第k個采樣周期的離散電流信號，vo(k)表示第k個采樣周期的離散電壓信號，d(k-1)表示第k-1個采樣周期的控制量，ilref(k)表示第k個采樣周期的參考電流，r⁴表示4維實數(shù)集，cpr表示第r個多面體區(qū)域，nf表示多面體區(qū)域的個數(shù)。

其中，fr、gr、hr和kr表示的系數(shù)矩陣的確定方法包括：

步驟1061：根據(jù)所述dc/dc變換器的電路結(jié)構(gòu)，建立所述dc/dc變換器的連續(xù)時間模型；

步驟1062：根據(jù)所述連續(xù)時間模型建立所述dc/dc變換器的離散時間混雜模型：

其中，x(k)＝[x1(k)x2(k)]^t＝[il(k)vo(k)]^t，x(k)表示第k個采樣周期的狀態(tài)變量，il(k)表示所述dc/dc變換器中第k個采樣周期的儲能電感的離散電流信號，vo(k)表示所述dc/dc變換器第k個采樣周期的輸出電壓的離散電壓信號，d(k)表示第k個采樣周期的控制量，τ＝ts/v1，ts表示所述dc/dc變換器的開關(guān)周期，v1∈n且v1≥1，φave＝φ1(v1d(k)-i)+φ2(1-v1d(k)+i)，ψave＝ψ1(v1d(k)-i)+ψ2(1-v1d(k)+i)，e為自然常數(shù)，i2為2階單位矩陣，

ro表示所述dc/dc變換器的負載電阻，l表示所述dc/dc變換器的儲能電感，rl表示所述dc/dc變換器的儲能電感的等效串聯(lián)電阻，c表示所述dc/dc變換器的電容，rc表示所述dc/dc變換器中與所述等效電容串聯(lián)的等效串聯(lián)電阻；

步驟1063：根據(jù)所述離散時間混雜模型確定所述模型預測控制模型的各系數(shù)矩陣。

本發(fā)明提供的控制方法，充分利用了云模型理論在處理系統(tǒng)模糊性和隨機性方面的優(yōu)勢，采用云估計技術(shù)預估模型預測控制的參數(shù)，有效提高了控制系統(tǒng)的抗隨機擾動(如高斯白噪聲)性能。

實施例2：

如圖2所示，一種dc/dc變換器的控制系統(tǒng)，用于控制dc/dc變換器，所述控制系統(tǒng)包括：

獲取模塊201，用于獲取所述dc/dc變換器中儲能電感的離散電流信號和所述dc/dc變換器輸出電壓的離散電壓信號，所述離散電流信號是對所述dc/dc變換器中儲能電感的電流以設定的采樣周期進行采樣后獲得的離散電流，所述離散電壓信號是對所述dc/dc變換器的輸出電壓以所述采樣周期進行采樣后獲得的離散電壓；

誤差確定模塊202，用于根據(jù)第k個采樣周期的離散電壓信號與第k個采樣周期給定的參考電壓信號確定第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

隸屬確定模塊203，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號隸屬的一維云模型和所述第k個采樣周期的誤差增量信號隸屬的一維云模型，確定第k個采樣周期的參考電流增量隸屬的一維云模型；

電流增量確定模塊204，用于根據(jù)所述參考電流增量隸屬的一維云模型的數(shù)字特征確定第k個采樣周期的參考電流增量；

參考電流確定模塊205，用于根據(jù)第k-1個采樣周期的參考電流和所述第k個采樣周期的參考電流增量確定第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

控制量確定模塊206，用于根據(jù)模型預測控制模型、所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流和第k-1個采樣周期的控制量確定第k個采樣周期的控制量，其中，第0個采樣周期的控制量為0；

脈沖生產(chǎn)模塊207，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的控制量生成占空比與所述控制量對應的pwm脈沖；

驅(qū)動模塊208，用于根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

本實施例提供的方法能夠顯著提高dc/dc變換器的動態(tài)響應性能，可使變換器的動態(tài)調(diào)節(jié)時間短，系統(tǒng)響應超調(diào)量小，而且適用于buck、boost、buck-boost、正激變換器和反激變換器等不同拓撲的dc/dc變換器，具有較強的通用性和統(tǒng)一性。

實施例3：

本實施例以boost變換器為主電路，該電路主要包括電源e，功率開關(guān)q，二極管d，電感器l，電容器c，負載電阻ro。其中，功率開關(guān)q由pwm信號驅(qū)動，pwm信號占空比取決于k時刻的最優(yōu)控制量d*(k)；二極管d起續(xù)流作用；電感器l為儲能電感，用于存儲和傳輸能量。

如圖3所示，一種dc/dc變換器的控制裝置，用于控制boost變換器30，所述控制裝置包括：

電流采集電路301，所述電流采集電路的采集端與所述dc/dc變換器中的儲能電感l(wèi)連接，用于采集所述dc/dc變換器中儲能電感的電流；

電壓采集電路302，所述電壓采集電路的采集端與所述dc/dc變換器連接，用于采集所述dc/dc變換器的輸出電壓；本實施例中，電壓采集電路包括第一電阻和第二電阻，所述第一電阻和所述第二電阻串聯(lián)后，并聯(lián)在所述dc/dc變換器的輸出端。

a/d轉(zhuǎn)換器303，所述電流采集電路的輸出端和所述電壓采集電路的輸出端分別與所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸入端連接，用于將所述儲能電感的電流轉(zhuǎn)換為離散電流信號，并將所述輸出電壓轉(zhuǎn)換為離散電壓信號；可選地，a/d轉(zhuǎn)換器的采樣頻率為所述dc/dc變換器的開關(guān)頻率的整數(shù)倍；優(yōu)選地，所述a/d轉(zhuǎn)換器的采樣頻率與所述dc/dc變換器的開關(guān)頻率相同。

本實施例中，a/d轉(zhuǎn)換器303對電壓采集電路302采集的電壓信號vo和電流采集電路301采集的流過電感器l的模擬電流信號il進行采樣，將其分別轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號vo(k)和il(k)，并將vo(k)和il(k)輸出給模型預測控制器306，將vo(k)輸出給比較器304。

比較器304，所述比較器的輸入端分別與所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸出端及參考電壓發(fā)生器連接，所述參考電壓發(fā)生器用于提供給定的參考電壓信號，所述比較器用于比較第k個采樣周期的離散電壓信號與所述參考電壓信號，得到第k個采樣周期的電壓誤差信號和第k個采樣周期的誤差增量信號，其中，所述第k個采樣周期的誤差增量信號為第k個采樣周期的電壓誤差信號與第k-1個采樣周期的電壓誤差信號的差值，第0個采樣周期的電壓誤差信號為0；

本實施例中，比較器304將數(shù)字輸出電壓信號vo(k)與給定的數(shù)字參考信號vref相比較，得到輸出電壓誤差e(k)和電壓誤差增量ec(k)，并將將e(k)和ec(k)發(fā)送給處理器305，其中：e(k)＝vo(k)-vref，ec(k)＝e(k)-e(k-1)。

處理器305，所述比較器的輸出端與所述處理器的輸入端連接，用于根據(jù)所述第k個采樣周期的電壓誤差信號、所述第k個采樣周期的誤差增量信號和第k-1個采樣周期的參考電流輸出第k個采樣周期的參考電流，其中，第0個采樣周期的參考電流為0；

模型預測控制器306，所述處理器的輸出端和所述a/d轉(zhuǎn)換器的輸出端分別與所述模型預測控制器的輸入端連接，所述模型預測控制器用于根據(jù)所述第k個采樣周期的離散電壓信號、第k個采樣周期的離散電流信號、所述第k個采樣周期的參考電流輸出第k個采樣周期的控制信號；

pwm脈沖生成器307，所述模型預測控制器的輸出端與所述pwm脈沖生成器的輸入端連接，所述pwm脈沖生成器用于根據(jù)所述控制信號生成占空比與所述控制信號對應的pwm脈沖；

驅(qū)動電路308，所述驅(qū)動電路的輸入端分別與所述pwm脈沖生成器的輸出端和所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)連接，用于根據(jù)所述pwm脈沖控制所述dc/dc變換器中的功率開關(guān)的開通與關(guān)斷。

如圖4所示，本實施例中處理器305的主要作用是為內(nèi)環(huán)模型預測控制器306提供參數(shù)估計，通過對內(nèi)環(huán)參考電流ilref(k)進行調(diào)節(jié)來實現(xiàn)對dc/dc變換器輸出電壓的跟蹤，同時使系統(tǒng)具有較好的抗干擾性能。處理器305進行參數(shù)估計的具體步驟如下：

步驟31：在e(k)和ec(k)的論域內(nèi)分別定義兩個一維云模型集合e＝[e1,e2,…e7]和ec＝[ec1,ec2,…ec7]。其中e1,e7,ec1和ec7是半梯形云模型，其余的是正態(tài)云模型。然后定義e和ec的定性概念集合為{負大，負中，負小，零，正小，正中，正大}，并用(exei,enei,heei),(execj,enecj,heecj)分別表示云模型ei,ecj(i,j＝1,2…7)的三個數(shù)字特征即：期望(ex)，熵(en)，超熵(he)，具體數(shù)值定義見表1。在定義了e和ec以后，分別計算出e(k)和ec(k)對應于e和ec中所有一維云模型的隸屬度，然后根據(jù)最大隸屬度原則，找出e(k)和ec(k)對應的最大隸屬度，從而判定出e(k)和ec(k)所隸屬的一維云模型ei和ecj。

步驟32：為了制定推理規(guī)則，還需要進一步定義δilref(k)的一維云模型集合，表示為δi＝[δi1,δi2,…δi7]，δi中所有的云模型均為一維正態(tài)云模型，其定性概念集合與e和ec相同，并用(exδim,enδim,heδim)表示云模型δim(m＝1,2…7)的三個數(shù)字特征即：期望(ex)，熵(en)，超熵(he)，具體數(shù)值定義見表2。一條推理規(guī)則主要由雙條件單規(guī)則推理結(jié)構(gòu)：若e(k)＝ei，ec(k)＝ecj,則δilref(k)＝δim(i,j,m＝1,2,…7)來決定。根據(jù)專家經(jīng)驗，可建立如表3所示的規(guī)則庫，其中數(shù)字1～7用來簡單表示云模型ei,ecj,δim，例如：當ei＝3,ecj＝5，δim＝4時，對應的推理規(guī)則為：若e(k)＝e3(e(k)為負小)，ec(k)＝ec5(ec(k)為正小)，則δilref(k)＝δi4(δilref(k)為零)。當表3中的一條推理規(guī)則被規(guī)則選擇器選定以后，相關(guān)云模型(ei,ecj,δim)的數(shù)字特征將被提供給參數(shù)估計部分，用以估計δilref(k)的值。

表1e(k)和ec(k)的一維云模型集合數(shù)字特征

表2δilref(k)的一維云模型集合數(shù)字特征

表3推理規(guī)則庫

步驟33：參數(shù)估計部分主要由一個二維前件云發(fā)生器cgei,ecj和一個一維后件云發(fā)生器cgδim相連構(gòu)成，用以實現(xiàn)控制規(guī)則的推理結(jié)構(gòu)，其原理如圖5所示。首先，用相同的輸入值e(k)和ec(k)刺激二維前件云發(fā)生器cgei,ecjn次，從而隨機產(chǎn)生n個隸屬度μ1,μ2,…μn。然后，將這些隸屬度分別作為cgδim的輸入，隨機產(chǎn)生n個電流參考值的增量δilref1,…δilrefn。最后，取這n個增量的平均值作為參考電流增量δilref(k)的估計值。即輸入:云模型ei,ecj,δim的數(shù)字特征(exei,enei,heei),(execj,enecj,heecj),(exδim,enδim,heδim)；輸入變量e(k)和ec(k)；云滴數(shù)量n；輸出:電流參考值增量δilref(k)的估計值，具體實現(xiàn)算法如下：

step1:若i＝1且e(k)<exe1,則e(k)＝exe1；

若i＝7且e(k)>exe7,則e(k)＝exe7；

若j＝1且ec(k)<exec1,則ec(k)＝exec1；

若j＝7且ec(k)>exec7,則ec(k)＝exec7；

/*當e(k)和ec(k)對應于半梯形云模型e1,e7,ec1,ec7時。*/

step2:計算(pei,pecj)＝n2(enei,enecj,heei,heecj)，n2表示一個服從正態(tài)分布的二維隨機函數(shù)，產(chǎn)生一個均值為enei，標準差為heei的正態(tài)分布隨機數(shù)pei和一個均值為enecj，標準差為heecj的正態(tài)分布隨機數(shù)pecj。

step3:計算

step4:重復執(zhí)行step2～3直到產(chǎn)生n個隸屬度μ1,μ2,…μn。

step5:計算pδim＝n1(enδim,heδim)，n1表示一個服從正態(tài)分布的一維隨機函數(shù)，產(chǎn)生一個均值為enδim，標準差為heδim的正態(tài)分布隨機數(shù)pδim。

step6:若e(k)≤exei,ec(k)≤execj,則δilrefn＝exδim-pδim×(-2ln(μn))^0.5；

若e(k)>exei,ec(k)>execj,則δilrefn＝exδim+pδim×(-2ln(μn))^0.5；

若e(k)≤exei,ec(k)>execj,則δi'lrefn＝exδim-pδim×(-2ln(μ'))^0.5,δi"lrefn＝exδim+pδim×(-2ln(μ"))^0.5,δilrefn＝(δi'lrefnμ'+δi"lrefnμ")/(μ'+μ")；

若e(k)>exei,ec(k)≤execj,則δi'lrefn＝exδim+pδim×(-2ln(μ'))^0.5,δi"lrefn＝exδim-pδim×(-2ln(μ"))^0.5,δilrefn＝(δi'lrefnμ'+δi"lrefnμ")/(μ'+μ")；

step7:重復執(zhí)行step5～6直到產(chǎn)生n個電流參考值的增量δilref1,…δilrefn。

step8:通過取δilref1,…δilrefn的平均值得到δilref(k)。

步驟34：通過計算ilref(k)＝δilref(k)+ilref(k-1)得到參考電流ilref(k)。

本實施例中，模型預測控制器306將ad轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號il(k)和vo(k)、處理器305輸出的參考電流ilref(k)以及k-1時刻的最優(yōu)控制輸入變量d(k-1)作為其輸入?yún)?shù)向量p(k)，p(k)＝[il(k),vo(k),d(k-1),ilref(k)]^t。模型預測控制器306是基于最優(yōu)狀態(tài)反饋控制律的控制器，該控制律是一個定義在4維可行參數(shù)空間多面體劃分內(nèi)的且只與采樣時刻參數(shù)向量p(k)有關(guān)的分段仿射函數(shù)，其表達式為：

d^*(k)＝frp(k)+gr，p(k)∈cpr(1)

式(2)將參數(shù)空間被劃分為nf個多面體區(qū)域，其中第r個多面體cpr由不等式系數(shù)矩陣hr,kr決定，而式(1)中的系數(shù)矩陣fr,gr決定了該多面體所對應的控制律，式(2)中p為參數(shù)變量，表示4維實數(shù)集。最優(yōu)狀態(tài)反饋控制律非常適合以查找表的形式存儲在控制器中，實時控制時利用二叉樹搜索算法找到p(k)所對應的多面體區(qū)域cpr，然后根據(jù)式(1)就能計算出當前時刻的最優(yōu)控制輸入變量d^*(k)。

獲得最優(yōu)狀態(tài)反饋控制律，即確定系數(shù)矩陣hr、kr、fr,和gr的具體步驟如下：

步驟1：建立dc/dc變換器的連續(xù)時間模型：定義系統(tǒng)狀態(tài)變量為x(t)＝[x1(t)x2(t)]^t＝[il(t)vo(t)]^t，可得到變換器連續(xù)時間狀態(tài)空間模型的一般表達式：

對于boost變換器，式(3)中的系數(shù)矩陣f1、f2、g1、g2為：

其中，ro表示負載電阻，l和rl分別表示電感及其等效串聯(lián)電阻，c和rc分別表示電容及其等效串聯(lián)電阻。

步驟2：建立dc/dc變換器的離散時間混雜模型：

首先將開關(guān)周期等分為ν1個子周期，每個子周期長度為τ＝ts/ν1,ν1∈n且ν1≥1。用ξ(i)表示kts+iτ時刻的系統(tǒng)狀態(tài)，i∈{0,1,…,ν1-1}，按定義有ξ(0)＝x(k)，ξ(1)＝x(k+1)。引入ν1個二進制邏輯變量：

分別表示開關(guān)管在kts+iτ時刻的開關(guān)位置，true表示開關(guān)導通。開關(guān)管在每個子周期內(nèi)均可能處于3種工作模式：①開關(guān)始終導通；②開關(guān)始終關(guān)斷；③開關(guān)從導通變?yōu)殛P(guān)斷。因此對于每個子周期內(nèi)的狀態(tài)更新函數(shù)可表示為：

式中矩陣φ1,φ2,ψ1,ψ2分別為式(3)中f1,f2,g1,g2的離散時間表達式，離散時間間隔為τ，由于模式③中含有ν1d(k)-i項，其取值范圍在0～1之間，因此模式③可以看作是模式①和模式②的加權(quán)平均。將式(6)從x(k)＝ξ(0)開始迭代，可以得到變換器在整個開關(guān)周期內(nèi)的狀態(tài)更新函數(shù)：

其中系數(shù)矩陣φave,ψave為：

可見式(7)在d(k)的取值范圍0≤d(k)≤1內(nèi)是分段函數(shù)，且總能經(jīng)過化簡得到如下表達式：

其中ai,bi,ci,di為式(7)經(jīng)過化簡得到的系數(shù)矩陣，并由系數(shù)矩陣m1,m2,m3,m4共同決定。

將式(9)中的雙線性項x(k)d(k)＝[il(k)d(k),vo(k)d(k)]^t在狀態(tài)-輸入空間內(nèi)進行線性化處理。對此，進一步引入v2個二進制邏輯變量，將il在其論域i＝[0,ilmax]內(nèi)劃分為v2個子區(qū)間，并用一個pwa函數(shù)來替換il(k)d(k)。同理，引入v3個二進制邏輯變量，將vo在其論域v＝[0,vomax]內(nèi)劃分為v3個子區(qū)間，并用一個pwa函數(shù)來替換vo(k)d(k)。

最后利用混雜系統(tǒng)描述語言hysdel(hybridsysemdescriptionlanguage)對上述模型框架進行描述，然后由hysdel編譯器推導出dc/dc變換器的混雜系統(tǒng)模型。

步驟3：最優(yōu)狀態(tài)反饋控制律的離線計算：

首先將電流誤差ilerr＝il-ilref作為目標函數(shù)之一。此外，為了防止發(fā)生抖震現(xiàn)象，將兩個連續(xù)開關(guān)時刻的占空比之差δd(k)＝d(k)-d(k-1)也加入目標函數(shù)中。然后定義懲罰矩陣q＝diag(q1,q2)，q1∈r⁺且q2∈r⁺，并定義誤差向量ε(k)＝[ilerr(k),δd(k)]^t，得到目標函數(shù)：

||qε(k+l|k)||1表示在有限的預測域l內(nèi)利用1范數(shù)形式來懲罰從k時刻起第l步的預測項ε(k+l|k)，可見該目標函數(shù)不僅取決于控制輸入序列d(k)＝[d(k),…,d(k+l-1)]^t，還取決于輸入?yún)?shù)向量p(k)。

對于系統(tǒng)約束條件，占空比應滿足：

0≤d(k)≤1(11)

電感電流和輸出電壓約束應滿足：

0≤il(k)≤ilmax，0≤vo(k)≤vomax(12)

并利用“移動塊”約束以減小控制器的復雜度：

d(k+l|k)＝d(k|k)(13)

其中，ilmax表示儲能電感的電流最大值，vomax表示采集的輸出電壓的最大值，最后，利用多參數(shù)規(guī)劃工具箱(multi-parametrictoolbox,mpt)對變換器離散時間混雜模型、目標函數(shù)(10)和約束條件(11)～(13)所構(gòu)成的約束有限時間優(yōu)化控制問題(constrainedfinitetimeoptimalcontrol，cftoc)進行離線優(yōu)化計算，即可得到如式(1)、(2)所示的最優(yōu)狀態(tài)反饋控制律。

pwm脈沖生成器307將mpc模塊輸出的最優(yōu)控制輸入變量d^*(k)(d^*(k)∈[0,1])轉(zhuǎn)換為一個占空比為d^*(k)的pwm信號，然后將該pwm信號送入驅(qū)動電路308，以產(chǎn)生驅(qū)動變換器開關(guān)管的pwm信號，從而實現(xiàn)對主電路的控制。

本發(fā)明設置的模型預測控制器306能夠在整個狀態(tài)-輸入空間內(nèi)更好的處理dc/dc變換器所固有的混雜特性，提高了控制的魯棒性，避免了一些不穩(wěn)定現(xiàn)象(如抖震現(xiàn)象)的發(fā)生。

本說明書中各個實施例采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似部分互相參見即可。對于實施例公開的系統(tǒng)而言，由于其與實施例公開的方法相對應，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見方法部分說明即可。

本文中應用了具體個例對本發(fā)明的原理及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想；同時，對于本領域的一般技術(shù)人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，在具體實施方式及應用范圍上均會有改變之處。綜上所述，本說明書內(nèi)容不應理解為對本發(fā)明的限制。