本發(fā)明涉及電路技術領域，尤其是指基于臨界模式的有源pfc電路。
背景技術：
pfc有兩種，一種是無源pfc（也稱被動式pfc），一種是有源pfc（也稱主動式pfc）。無源pfc一般采用電感補償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來提高功率因數，但無源pfc的功率因數不是很高，只能達到0.7~0.8；有源pfc由電感電容及電子元器件組成，體積小，可以達到很高的功率因數，但成本要高出無源pfc一些。
有源pfc電路中往往采用高集成度的ic，采用有源pfc電路的開關電源，至少具有以下特點：
1）輸入電壓可以從90v到277v；
2）高于0.99的線路功率因數，并具有低損耗和高可靠高效率等優(yōu)點；
3）輸出不隨輸入電壓的波動而變化，因此可獲得高度穩(wěn)定的輸出電壓；
4）有源pfc輸出dc電壓紋波很小，且呈100hz/120hz（工頻2倍）的正弦波，因此采用有源pfc的電源不需要采用很大容量的濾波電容。
功率因數校正電路是對離線電源的輸入電流波形進行整形，以使從電源吸取的有功功率最大化。在理想情況下，電器應該表現為一個純電阻的負載，此時電器吸收的反射功率為零。在這種情況下，本質上不存在輸入電流諧波。電流是輸入電壓（通常是一個正弦波）的完美復制品，而且與其同相。在這種情況下，對于進行所需工作所要求的有功功率而言，從電網電源吸收的電流最小，而且還減小了與配電發(fā)電以及相關過程中的基本設備有關的損耗和成本。由于沒有諧波，也減小了與使用相同電源供電的其他器件之間的干擾。當今眾多開關電源采用pfc的另一個原因，是為了符合規(guī)范要求。
技術實現要素：
本發(fā)明的目的在于克服現有技術的不足，提供一種損耗低、高效率的基于臨界模式的有源pfc電路。
為實現上述目的，本發(fā)明所提供的技術方案為：基于臨界模式的有源pfc電路，它包括有第一保險絲、第一共模電感、第三共模電感、第一x電容、第二x電容，其中，第一共模電感的第1腳、第2腳連接在電源輸入端，第一共模電感的第3腳依次與第一x電容、第一線繞電阻、第二x電容一端連接后與第三共模電感的第1腳相連接，第一線繞電阻另一端與第二線繞電阻一端連接，第一共模電感的第4腳依次與第一x電容、第二線繞電阻、第二x電容另一端連接后與第三共模電感的第2腳相連接，第三共模電感的第3腳與第一橋堆的第2腳連接，第三共模電感的第4腳與第一橋堆的第3腳連接，第一橋堆的第4腳與第一電容一端連接后與第一電感一端連接，第一電感另一端依次與第二電容、第一電阻、第十一電阻、升壓電感的第2腳連接后再與第一二極管一端連接；第一電阻另一端與第二電阻一端連接，第二電阻另一端與第三電阻一端連接后再依次與第三電容、第二穩(wěn)壓管、第一穩(wěn)壓管一端連接，第三電阻另一端與第三電容另一端連接后再依次與第二十一電阻、第三輔電容、第二mos管的s腳、第二十一輔電阻、第四輔電容一端連接后與第三mos管的s腳連接；第二穩(wěn)壓管另一端依次與第二十一輔電阻、第四輔電容另一端連接后與第三mos管的g腳相連接，第一穩(wěn)壓管另一端依次與第二十一電阻、第三輔電容另一端連接后與第二mos管的g腳相連接；第四電阻一端與第一電阻一端連接，第四電阻另一端與第五電阻一端連接，第五電阻另一端分別與第七電阻、第五電容、第六電阻、第四電容一端連接后再與控制芯片的第3腳相連接，第六電阻另一端與第四電容另一端連接后與第八電容一端相連接，第八電容另一端分別與控制芯片的第4腳、第十電阻一端連接，第五電容另一端與第七電阻另一端連接后與第三二極管一端連接，第三二極管一端連接，第三二極管另一端與第二mos管的d腳連接后與第七輔電阻一端連接，第七輔電阻另一端與第三mos管的d腳連接后與第四二極管一端連接，第四二極管另一端與并聯的第十七電阻、第九輔電容一端連接；控制芯片的第2腳與第八電阻一端連接后與第六電容一端連接，第六電容另一端與第七電容一端連接后再分別與控制芯片的第1腳、第九電阻相連接，第七電容另一端與第八電阻另一端相連接，控制芯片的第1腳與并聯的第十七電阻、第九輔電容另一端連接后再與第十九電阻相連接，第一二極管另一端分別與升壓二極管一端連接后再依次與第十八電阻、第一充電電容一端連接后連接輸出，第十八電阻另一端與第十九電阻另一端連接；升壓二極管另一端分別與升壓電感的第3腳、第一mos管的d腳相連接，升壓電感的第4腳分別與第十電容、第十二電阻一端連接，第十二電阻另一端與控制芯片的第5腳相連接，第十電容另一端與第二十電阻一端連接，第二十電阻另一端分別與第六二極管、第五二極管一端相連接，第五二極管另一端依次與第二充電電容、第九電容一端連接后再與第十一電阻另一端以及控制芯片的第8腳相連接，第二充電電容、第九電容另一端互連，控制芯片的第7腳與第十三電阻一端連接，第十三電阻另一端分別與第十四電阻、第二二極管一端連接，第二二極管另一端與第十四電阻另一端連接后分別與第一mos管的g腳、第十五電阻一端連接，第十五電阻另一端與第十電阻另一端連接后分別與第十六電阻、第一mos管的s腳相連接。
本方案的ac低電壓輸入時(如：120vac±20%),pfc可分段輸出二種電壓(通過設置在in:120vac±20%時，pfc可輸出：230vdc;在in:230vac±20%時，pfc可輸出：400vdc),根據公式don=(vo-vin)/vo可以推出，導通占空比(don)就會減小很多，這樣有助于在同等功率及工作周期不變的情況下，而減小峰值電流的幅值。達到減小開關管q1及電感l(wèi)2的瞬時交流分量的損耗，從而提高整個pfc電路的效率。
附圖說明
圖1為本發(fā)明的整體結構示意圖。
具體實施方式
下面結合所有附圖對本發(fā)明作進一步說明，本發(fā)明的較佳實施例為：參見附圖1，本實施例所述的基于臨界模式的有源pfc電路包括有第一保險絲f1、第一共模電感l(wèi)f1、第三共模電感l(wèi)f3、第一x電容cx1、第二x電容cx2，其中，第一共模電感l(wèi)f1的第1腳、第2腳連接在電源輸入端，第一共模電感l(wèi)f1的第3腳依次與第一x電容cx1、第一線繞電阻rx1、第二x電容cx2一端連接后與第三共模電感l(wèi)f3的第1腳相連接，第一線繞電阻rx1另一端與第二線繞電阻rx2一端連接，第一共模電感l(wèi)f1的第4腳依次與第一x電容cx1、第二線繞電阻rx2、第二x電容cx2另一端連接后與第三共模電感l(wèi)f3的第2腳相連接，第三共模電感l(wèi)f3的第3腳與第一橋堆bd1的第2腳連接，第三共模電感l(wèi)f3的第4腳與第一橋堆bd1的第3腳連接，第一橋堆bd1的第4腳與第一電容c1一端連接后與第一電感l(wèi)1一端連接，第一電感l(wèi)1另一端依次與第二電容c1、第一電阻r1、第十一電阻r11、升壓電感l(wèi)2的第2腳連接后再與第一二極管d1a一端連接；第一電阻r1另一端與第二電阻r2一端連接，第二電阻r2另一端與第三電阻r3一端連接后再依次與第三電容c3、第二穩(wěn)壓管z2、第一穩(wěn)壓管z1一端連接，第三電阻r3另一端與第三電容c3另一端連接后再依次與第二十一電阻r21、第三輔電容c3a、第二mos管q2的s腳、第二十一輔電阻r21a、第四輔電容c3b一端連接后與第三mos管q3的s腳連接；第二穩(wěn)壓管z2另一端依次與第二十一輔電阻r21a、第四輔電容c3b另一端連接后與第三mos管q3的g腳相連接，第一穩(wěn)壓管z1另一端依次與第二十一電阻r21、第三輔電容c3a另一端連接后與第二mos管q2的g腳相連接；第四電阻r4一端與第一電阻r1一端連接，第四電阻r4另一端與第五電阻r5一端連接，第五電阻r5另一端分別與第七電阻r7、第五電容c5、第六電阻r6、第四電容c4一端連接后再與控制芯片u1的第3腳相連接，第六電阻r6另一端與第四電容c4另一端連接后與第八電容c8一端相連接，第八電容c8另一端分別與控制芯片u1的第4腳、第十電阻r10一端連接，第五電容c5另一端與第七電阻r7另一端連接后與第三二極管d3一端連接，第三二極管d3一端連接，第三二極管d3另一端與第二mos管q2的d腳連接后與第七輔電阻r7a一端連接，第七輔電阻r7a另一端與第三mos管q3的d腳連接后與第四二極管d4一端連接，第四二極管d4另一端與并聯的第十七電阻r17、第九輔電容c9a一端連接；控制芯片u1的第2腳與第八電阻r8一端連接后與第六電容c6一端連接，第六電容c6另一端與第七電容c7一端連接后再分別與控制芯片u1的第1腳、第九電阻r9相連接，第七電容c7另一端與第八電阻r8另一端相連接，控制芯片u1的第1腳與并聯的第十七電阻r17、第九輔電容c9a另一端連接后再與第十九電阻r19相連接，第一二極管d1a另一端分別與升壓二極管d1一端連接后再依次與第十八電阻r8、第一充電電容e1一端連接后連接輸出，第十八電阻r8另一端與第十九電阻r19另一端連接；升壓二極管d1另一端分別與升壓電感l(wèi)2的第3腳、第一mos管q1的d腳相連接，升壓電感l(wèi)2的第4腳分別與第十電容c10、第十二電阻r12一端連接，第十二電阻r12另一端與控制芯片u1的第5腳相連接，第十電容c10另一端與第二十電阻r20一端連接，第二十電阻r20另一端分別與第六二極管d6、第五二極管d5一端相連接，第五二極管d5另一端依次與第二充電電容e2、第九電容c9一端連接后再與第十一電阻r11另一端以及控制芯片u1的第8腳相連接，第二充電電容e2、第九電容c9另一端互連，控制芯片u1的第7腳與第十三電阻r13一端連接，第十三電阻r13另一端分別與第十四電阻r14、第二二極管d2一端連接，第二二極管d2另一端與第十四電阻r14另一端連接后分別與第一mos管q1的g腳、第十五電阻r15一端連接，第十五電阻r15另一端與第十電阻r10另一端連接后分別與第十六電阻r16、第一mos管q1的s腳相連接。
在輸入電壓全范圍內，u1_3(即控制芯片u1的第3腳)會隨輸入電壓的高低變化,只有很小的變化：在高電壓輸入(如:230vac±20%及以上)時，mos管q2開通,r7就相當于r6并聯,從而降低u1_3(mult)電壓;而使輸出電壓反饋回控制芯片u1_1的電壓,和u1_3檢測到的輸入電壓的相乘之后的乘積變小，從而加大電感電流峰值。從而提升了pf值。在低電壓入(如:230vac±20%),在ac低電壓輸入時(如：120vac±20%),輸出電壓的分壓比與輸入電壓的分壓比的乘積較小,使在輸入電壓的正弦波峰時,電感上的高頻峰值電流變大,而使其有效值電流加大,使其正弦的、包絡高頻的、三角形電流更接近輸入電壓的正弦波.從而提升了pf值
（注：r7a可以是0r電阻或空位。在r7a使用0r電阻時，z1、r21、c3a、q2等不使用器件，d3與d4使用二極管；在r7a空位時，d3與d4使用0r電阻。）
當r7a=nc、d3/d4=0r：
在ac電壓輸入(230vac(-20%))時，通過共模電感l(wèi)f1、lf3及橋堆bd1、和電容c1、c2整流濾波后，產生100hz的正弦波電壓，經電阻r1、r2、r3的分壓，電壓擊穿穩(wěn)壓管z2使mos管q3導通,mos管q3_d-s對地，電阻r17通過二極管d4和q3_d-s對地，相當于電阻r17和r9并聯。u1_1為ic內部的一個比較器的負向輸入端，這個比較器的正向輸入端為2.5v的一個參考電壓，u1_2為比較器的輸出端，通過r8、c6、c7反饋至u1_1,使u1_1穩(wěn)定在2.5v變化。在r9//r17后，u1_1對地的電阻r9//r17的阻值變小，因u1_1要穩(wěn)定在2.5v，u1_1對地的電流變大，pfc輸出的電壓通過r18、r19、r9的電流變大，致使pfc分段輸出400vdc電壓或高于在ac電壓輸入(110vac±20%)時pfc輸出的一個電壓。在ac電壓輸入(230vac(+20%)及以上)時，pf值會變低，電壓擊穿穩(wěn)壓管z1使mos管q2導通,mos管q2_d-s對地，電阻r7通過二極管d3和q2_d-s對地，相當于電阻r7和r6并聯，減小了u1_3(mult)的電壓輸入，通過內部再與u1_1的反饋電壓相乘后乘積會變小，去控制u1_7輸出的驅動脈沖高電平的時間會變長，使開關管q1開通的時間越久,峰值電流變大，而使其有效值電流加大,使其正弦的、包絡高頻的、三角形電流更接近輸入電壓的正弦波.從而提升了pf值。
在ac電壓輸入(110vac±20%)時，通過共模電感l(wèi)f1、lf3及橋堆bd1、和電容c1、c2整流濾波后，產生100hz的正弦波電壓，經電阻r1、r2、r3的分壓后，電壓不足以擊穿穩(wěn)壓管z1，不能使mos管q2導通，mos管q2的截止不能使電阻r7通過二極管d3和q2_d-s對地構成通路。u1_3的對地電阻就相當于只有r6，比在ac電壓輸入(230vac(+20%)及以上)時，u1_3的對地的阻值是變大的，因r6失去了于r7的并聯。u1_3對地的阻值變大，可以補償到在ac電壓輸入(110vac±20%)時的低電壓，不至于使u1_3乘法器的正弦波電壓過小而無法采集到。另一路也經電阻r1、r2、r3的分壓后，電壓也不足以擊穿穩(wěn)壓管z2，不能使mos管q3導通，mos管q3的截止不能使電阻r17通過二極管d4和q3_d-s對地構成通路。因u1_1為ic內部的一個比較器的負向輸入端，這個比較器的正向輸入端為2.5v的一個參考電壓，u1_2為比較器的輸出端，通過r8、c6、c7反饋至u1_1,使u1_1穩(wěn)定在2.5v變化。此時u1_1對地的電阻的阻值變大，因r9失去了于r17的并聯，而u1_1要穩(wěn)定在2.5v，致使u1_1對地的電流變小，pfc輸出的電壓通過r18、r19、r9的電流變小，致使pfc分段輸出230vdc或低于在ac電壓輸入(230vac±20%)時pfc輸出的一個電壓。pfc輸出的電壓與ac電壓輸入(110vac±20%)時的壓差減小，則導通占空比將減小，會使在工作周期不變的情況下，所呈現的峰值電流變小,這樣使開關管q1在開通狀態(tài)下所產生的電流應力(△i/△t)變小,同時也會使開關管q1在關斷狀態(tài)下，升壓二極管d1電流應力(△i/△t)也會變小。在輸出同等功率的情況下，升壓電感l(wèi)2電流的高頻紋波變小，這樣可減小升壓電感的交流分量的損耗，輸出的電解電容的高頻紋波也會減小，從而使整個pfc電路的效率變高。
當r7a=0r，z1/r21/c3a/q2=nc，d3/d4為二極管：
在ac電壓輸入(230vac(±20%))時，通過共模電感l(wèi)f1、lf3及橋堆bd1、和電容c1、c2整流濾波后，產生100hz的正弦波電壓，一路：經電阻r1、r2、r3的分壓，電壓擊穿穩(wěn)壓管z2使mos管q3導通,mos管q3_d-s對地，電阻r17通過二極管d4和q3_d-s對地，相當于電阻r17和r9并聯。u1_1為ic內部的一個比較器的負向輸入端，這個比較器的正向輸入端為2.5v的一個參考電壓，u1_2為比較器的輸出端，通過r8、c6、c7反饋至u1_1,使u1_1穩(wěn)定在2.5v變化。在r9//r17后，u1_1對地的電阻r9//r17的阻值變小，因u1_1要穩(wěn)定在2.5v，u1_1對地的電流變大，pfc輸出的電壓通過r18、r19、r9的電流變大，致使pfc分段輸出400vdc電壓或高于在ac電壓輸入(110vac±20%)時pfc輸出的一個電壓。另一路：在ac電壓輸入(230vac(+20%)及以上)時，pf值會變低，電阻r7通過二極管d3和q3_d-s對地，相當于電阻r7和r6并聯，減小了u1_3(mult)的電壓輸入，通過內部再與u1_1的反饋電壓相乘后乘積會變小，去控制u1_7輸出的驅動脈沖高電平的時間會變長，使開關管q1開通的時間越久,峰值電流變大，而使其有效值電流加大,使其正弦的、包絡高頻的、三角形電流更接近輸入電壓的正弦波.從而提升了pf值。
在ac電壓輸入(110vac±20%)時，工作原理與(當r7a=nc、d3/d4=0r)時，在ac電壓輸入(110vac±20%)時一樣。
以上所述之實施例只為本發(fā)明之較佳實施例，并非以此限制本發(fā)明的實施范圍，故凡依本發(fā)明之形狀、原理所作的變化，均應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍內。