本發(fā)明屬于同步整流功率變換器技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種用于同步整流功率變換器的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路。

背景技術(shù)：

目前，在開關(guān)功率變換電路中，使用磁性元件實(shí)現(xiàn)電能的變換；在隔離型變換器中，使用變壓器實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的電氣隔離和電能變換；在非隔離型變換器中，使用電感進(jìn)行電能的變換。當(dāng)功率mos管開通時(shí)，輸入電壓加在磁性元件兩端，能量被存入磁性元件中；當(dāng)功率mos管關(guān)斷時(shí)，磁性元件通過整流二極管向輸出端放電，能量從磁性元件中轉(zhuǎn)移到輸出。以傳統(tǒng)反激式電路為例，圖1(a)是傳統(tǒng)的反激式轉(zhuǎn)換器原理圖，在功率mos管m1導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓加到變壓器初級(jí)線圈的兩端，而此時(shí)變壓器次級(jí)使二極管d1反偏，負(fù)載由輸出電容cl提供電能，同時(shí)變壓器的初級(jí)存儲(chǔ)磁能；而當(dāng)功率mos管m1關(guān)斷時(shí)，變壓器上的磁能轉(zhuǎn)換成次級(jí)線圈上的電流，向負(fù)載提供電能。

采用整流二極管的傳統(tǒng)功率轉(zhuǎn)換器存在一些缺點(diǎn)。理想情況下，輸出整流二極管的導(dǎo)通壓降為零，但實(shí)際整流二極管存在約為0.7v的導(dǎo)通壓降，所以當(dāng)輸出端有電流產(chǎn)生時(shí)，傳統(tǒng)反激電路中的整流二極管會(huì)有較大的功率損耗，影響變換器效率，有效的解決辦法是采用精確控制的同步整流管代替整流二極管，進(jìn)而減小二極管帶來的導(dǎo)通損耗。圖1(b)表示原邊功率開關(guān)管控制信號(hào)pwm、勵(lì)磁電感電流和副邊整流二極管兩端壓降隨時(shí)間周期變化的波形。

同步整流功率變換器的特點(diǎn)在于，其包含兩個(gè)開關(guān)功率器件，一個(gè)為主功率管，另一個(gè)為同步整流管。主功率管的開關(guān)決定了開關(guān)功率變換器中磁性元件的充能過程，同步整流管需要根據(jù)主功率管的開關(guān)相應(yīng)地進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作，即在主功率管導(dǎo)通時(shí)，同步整流管應(yīng)當(dāng)關(guān)斷，當(dāng)主功率管關(guān)斷后，同步整流管應(yīng)當(dāng)立即導(dǎo)通一段時(shí)間，導(dǎo)通的時(shí)間長(zhǎng)度需要根據(jù)具體電路的工作情況確定。

隨著同步整流管的引入，也帶來一些新的問題。在功率變換器的實(shí)際應(yīng)用中，按照正常工作時(shí)勵(lì)磁電感電流是否連續(xù)，可以分為兩種模式：連續(xù)導(dǎo)通模式ccm和斷續(xù)導(dǎo)通模式dcm。由于dcm模式可以有效縮小電感體積進(jìn)而有利于電子產(chǎn)品小型化，現(xiàn)在的功率變換器普遍工作在dcm模式下。如圖2(a)所示，在dcm模式下，在功率變換器副邊采用同步整流管代替整流二極管，從而減小導(dǎo)通損耗。為了實(shí)現(xiàn)同步整流管的精確控制，需要檢測(cè)同步整流管漏極的電壓跳變情況來實(shí)現(xiàn)同步整流管的導(dǎo)通與閉合，如圖2(b)所示，理想情況下(指沒有提前或延遲關(guān)斷)，當(dāng)原邊功率管關(guān)斷時(shí)，同步整流管應(yīng)該在其兩端電壓為零時(shí)打開，并在流過它的電流降為零時(shí)關(guān)斷。在實(shí)際情況中，當(dāng)原邊功率管關(guān)斷、副邊導(dǎo)通瞬間，檢測(cè)點(diǎn)電壓跳變幅度很大，易于檢測(cè)，從而能精確實(shí)現(xiàn)同步整流管的導(dǎo)通控制；當(dāng)副邊輸出電流過零瞬間，由于檢測(cè)點(diǎn)電壓接近于零，并且電壓變化率較小，為同步整流管的關(guān)斷檢測(cè)帶來一定難度，此時(shí)的信號(hào)小，造成過零點(diǎn)檢測(cè)的誤差較大，可能造成同步整流管提前或延遲關(guān)斷兩種情況，從而造成額外的導(dǎo)通損耗，其中：

如圖2(c)所示了副邊同步整流管提前關(guān)斷(指零電流點(diǎn)之前關(guān)斷)時(shí)，檢測(cè)點(diǎn)(同步整流管漏極)電壓波形圖。當(dāng)同步整流管提前關(guān)斷時(shí)，此時(shí)的副邊電流沒有降為零，所以剩余時(shí)間內(nèi)，電感電流會(huì)流經(jīng)同步整流管的體二極管d1，產(chǎn)生一個(gè)遠(yuǎn)大于同步整流管導(dǎo)通電壓的壓降(約為0.7v)，并維持tearly的時(shí)間，從而造成額外的導(dǎo)通損耗。

如圖2(d)所示了副邊同步整流管延遲關(guān)斷(指零電流點(diǎn)之后關(guān)斷)時(shí)，檢測(cè)點(diǎn)(同步整流管漏極)電壓波形圖。如前文所述，理想情況下，同步整流管應(yīng)在電感電流降為零瞬間關(guān)斷，但是，由于零電流檢測(cè)電路和同步整流管控制邏輯引入的環(huán)路延遲，同步整流管滯后關(guān)閉期間會(huì)產(chǎn)生反向電流，并且反向電流會(huì)隨著延遲時(shí)間增加而增大，進(jìn)而造成更多的能量損耗。

所以，必須精確控制同步整流管的導(dǎo)通和關(guān)斷以提高功率變換器的效率。然而，電流過零比較器的輸入失調(diào)電壓和同步整流管柵極控制邏輯的環(huán)路延時(shí)會(huì)給同步整流管的精確控制帶來一定難度。圖2(b)～圖2(d)分別表示了以上三種情況下，原邊功率開關(guān)管控制信號(hào)pwm、同步整流管柵極控制信號(hào)sr、勵(lì)磁電感電流和副邊整流二極管兩端壓降隨時(shí)間周期變化的波形。

現(xiàn)有技術(shù)實(shí)現(xiàn)副邊同步整流管的精確控制存在一些缺點(diǎn)。目前，常見的有兩種技術(shù)方案，第一種是不在同步整流管控制邏輯中添加任何補(bǔ)償電路，讓同步整流管在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)都提前關(guān)斷，固定損失一部分能量以獲得系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性；第二種是在同步整流管控制邏輯中添加補(bǔ)償電路，但所用的補(bǔ)償技術(shù)需要利用雙向計(jì)數(shù)器等結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜、成本高、控制精度有限。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

鑒于上述，本發(fā)明提供了一種用于同步整流功率變換器的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路，其通過采用動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊對(duì)副邊電流過零點(diǎn)的精確檢測(cè)，從而實(shí)現(xiàn)同步整流管的精確關(guān)斷，減小了系統(tǒng)損耗，提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。

一種用于同步整流功率變換器的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路，包括過零比較模塊、動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊以及同步整流邏輯控制模塊；其中：

所述過零比較模塊與功率變換器中的同步整流管連接，通過檢測(cè)同步整流管的漏端電壓，使其與零電壓進(jìn)行比較，從而輸出比較信號(hào)；

所述動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊與過零比較模塊連接，其根據(jù)比較信號(hào)對(duì)過零比較模塊的輸入失調(diào)電壓進(jìn)行修正補(bǔ)償，等效于在過零比較模塊輸入側(cè)添加一個(gè)動(dòng)態(tài)可調(diào)的補(bǔ)償電壓；

所述同步整流邏輯控制模塊與過零比較模塊以及同步整流管連接，其根據(jù)所述比較信號(hào)控制同步整流管的通斷。

進(jìn)一步地，所述過零比較模塊包括四個(gè)pmos管m1～m4、五個(gè)nmos管m5～m9、兩個(gè)電阻r1～r2、一個(gè)反相器以及一個(gè)高耐壓的nmos管nh1；其中，pmos管m1的源極與pmos管m2的源極共連并接電源電壓vdd，pmos管m1的柵極與pmos管m2的柵極共連并接外部提供的偏置電壓vbp1，pmos管m1的漏極與pmos管m3的源極相連，pmos管m2的漏極與pmos管m4的源極相連，pmos管m3的柵極與pmos管m4的柵極共連并接外部提供的偏置電壓vbp2，pmos管m3的漏極與nmos管m5的漏極、nmos管m5的柵極以及nmos管m6的柵極相連，pmos管m4的漏極與nmos管m6的漏極以及反相器的輸入端相連，反相器的輸出端產(chǎn)生所述比較信號(hào)，nmos管m5的源極與nmos管m7的漏極、nmos管m7的柵極以及nmos管m8的柵極相連，nmos管m6的源極與nmos管m8的漏極相連，nmos管m7的源極與nmos管m9的源極以及電阻r1的一端相連，電阻r1的另一端接地，nmos管m9的漏極接電源電壓vdd，nmos管m9的柵極接動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊提供的補(bǔ)償控制電壓vctrl，nmos管m8的源極與nmos管nh1的源極相連，nmos管nh1的柵極接電源電壓vdd，nmos管nh1的漏極與電阻r2的一端相連，電阻r2的另一端接同步整流管的漏端電壓。

進(jìn)一步地，所述動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊包括兩個(gè)直流源i1和i2、兩個(gè)開關(guān)k1和k2、一個(gè)電容c1以及補(bǔ)償電壓邏輯控制單元；其中，直流源i1的輸入端接電源電壓vdd，直流源i1的輸出端與開關(guān)k1的一端相連，開關(guān)k1的另一端與開關(guān)k2的一端以及電容c1的一端相連并產(chǎn)生補(bǔ)償控制電壓vctrl，電容c1的另一端接地，開關(guān)k2的另一端與直流源i2的輸入端相連，直流源i2的輸出端接地，開關(guān)k1和k2的控制極分別接補(bǔ)償電壓邏輯控制單元提供的脈沖信號(hào)vcp和vcn，直流源i1的電流大小為直流源i2的n倍，n為大于1的實(shí)數(shù)。

所述補(bǔ)償電壓邏輯控制單元采集功率變換器中主功率管的pwm開關(guān)信號(hào)以及過零比較模塊輸出的比較信號(hào)；每當(dāng)檢測(cè)到pwm開關(guān)信號(hào)的上升沿，補(bǔ)償電壓邏輯控制單元即產(chǎn)生一個(gè)固定寬度為t0的脈沖信號(hào)vcn；當(dāng)檢測(cè)到比較信號(hào)每個(gè)控制周期中的第一個(gè)上升沿，補(bǔ)償電壓邏輯控制單元即產(chǎn)生一個(gè)寬度為tearly的脈沖信號(hào)vcp；tearly為比較信號(hào)在對(duì)應(yīng)控制周期中第一個(gè)上升沿與第二個(gè)上升沿的時(shí)間間隔，其通過動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制逐漸趨近于t0/n。

進(jìn)一步地，當(dāng)檢測(cè)到比較信號(hào)每個(gè)控制周期的第一個(gè)下降沿，所述同步整流邏輯控制模塊即使同步整流管導(dǎo)通；當(dāng)檢測(cè)到比較信號(hào)每個(gè)控制周期的第一個(gè)上升沿，同步整流邏輯控制模塊即使同步整流管關(guān)斷。

進(jìn)一步地，所述同步整流邏輯控制模塊以及補(bǔ)償電壓邏輯控制單元均采用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)。

本發(fā)明通過檢測(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的下過沖來確定是否存在提前關(guān)斷的情況，根據(jù)檢測(cè)結(jié)果動(dòng)態(tài)調(diào)整過零比較器的輸入失調(diào)電壓，而實(shí)現(xiàn)精確的同步整流控制，在保證控制和檢測(cè)功能的同時(shí)，提高了同步整流管柵極控制信號(hào)的精度，從而減小了輸出端的導(dǎo)通損耗，增大了功率轉(zhuǎn)換器的效率。

本發(fā)明能夠補(bǔ)償過零比較器本身的輸入失調(diào)電壓以及同步整流邏輯控制和過零比較器引入的環(huán)路延遲，進(jìn)一步提高了同步整流管控制信號(hào)的精度。目前，已提出的傳統(tǒng)零電流檢測(cè)電路大多通過檢測(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的下過沖或上過沖來確定是否存在提前或延遲關(guān)斷的情況，進(jìn)而完成動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)墓δ?。相較于傳統(tǒng)零電流檢測(cè)電路，本發(fā)明在同樣完成精確電流過零檢測(cè)功能的前提下，電路結(jié)構(gòu)更為簡(jiǎn)單，因而功耗更低、效率更高。

附圖說明

圖1(a)為采用整流二極管的傳統(tǒng)功率變換器結(jié)構(gòu)示意圖。

圖1(b)為傳統(tǒng)功率變換器的整流二極管導(dǎo)通損耗示意圖。

圖2(a)為采用同步整流管的功率變換器結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2(b)為理想狀態(tài)下同步整流管的導(dǎo)通損耗示意圖。

圖2(c)為同步整流管提前關(guān)斷時(shí)的導(dǎo)通損耗示意圖。

圖2(d)為同步整流管延遲關(guān)斷時(shí)的導(dǎo)通損耗示意圖。

圖3(a)為采用本發(fā)明動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路的功率變換器結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3(b)為動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3(c)為采用補(bǔ)償電壓修正的過零比較模塊結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3(d)為本發(fā)明動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路各相關(guān)信號(hào)的波形示意圖。

具體實(shí)施方式

為了更為具體地描述本發(fā)明，下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明。

非理想情況下，同步整流管控制的偏差會(huì)造成額外的功率損耗。為了提高功率變換器的工作效率，如圖3(a)所示，一種采用本發(fā)明動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路的功率變換器，包括整流橋、輸入濾波電容c1、主功率開關(guān)管m1、反激式變壓器t、同步整流管msr、輸出濾波電容cl以及動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路，動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路又包含過零比較模塊、動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊以及同步整流邏輯控制模塊。輸入濾波電容c1跨接在整流橋輸出正負(fù)端之間，變壓器t原邊繞組同名端接整流橋正輸出，主功率開關(guān)管m1漏極接變壓器t原邊繞組非同名端，主功率開關(guān)管m1源極接原邊地，整流橋負(fù)輸出接原邊地，變壓器t副邊繞組同名端接同步整流管msr漏極，同步整流管msr源極接輸出濾波電容cl一端(同時(shí)接副邊地)，輸出濾波電容cl另一端接變壓器t副邊繞組非同名端。

過零比較模塊的正相輸入端接變壓器副邊繞組同名端，反相輸入端接地，過零比較模塊通過檢測(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的下過沖電壓信號(hào)，輸出開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓比較結(jié)果，該結(jié)果可以反應(yīng)出電路是否存在提前關(guān)斷的情況。動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊的輸入端接過零比較模塊的輸出端，通過比較同步整流管控制信號(hào)與過零比較模塊輸出信號(hào)以獲得同步整流管提前關(guān)斷的偏差值。動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊輸出信號(hào)作為過零比較模塊補(bǔ)償電壓的控制信號(hào)，該控制信號(hào)可以改變比較器的翻轉(zhuǎn)時(shí)機(jī)。同步整流邏輯控制模塊的輸入端接過零比較模塊的輸出端，同步整流邏輯控制模塊的輸出端接同步整流管的柵極。

過零比較模塊如圖3(c)所示，其采用共源極輸入比較器，其正相輸入端與輸入信號(hào)之間串聯(lián)高壓管nh1和電阻r2，以防止在非采樣階段外部輸入高電壓對(duì)比較器產(chǎn)生損害。比較器反相輸入端經(jīng)過電阻r1接地，同時(shí)反相輸入端還經(jīng)nmos管m9的源極接電源，m9的柵極接控制信號(hào)vctrl。m1～m4輸入分別接相應(yīng)的偏置電壓，為電路提供靜態(tài)電流偏置，m5～m8構(gòu)成比較器的輸入管用于對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行比較，m6和m4的源極相接，作為過零比較模塊的輸出。

動(dòng)態(tài)補(bǔ)償模塊如圖3(b)所示，其包括補(bǔ)償電壓邏輯控制單元、電流源和電容構(gòu)成。補(bǔ)償電壓邏輯控制單元根據(jù)pwm信號(hào)，在每周期生成固定時(shí)長(zhǎng)為t0的控制信號(hào)vcn，在vcn的控制下，電容c1以大小為i0的電流放電t0時(shí)間。補(bǔ)償電壓邏輯控制單元根據(jù)過零比較模塊的輸出vzcd，生成時(shí)長(zhǎng)為tearly的控制信號(hào)vcp，在vcp的控制下，電容c1以大小為n×i0的電流充電tearly時(shí)間。當(dāng)tearly大于t0/n時(shí)，電容充電大于放電，電容上的電壓vctrl將會(huì)升高，當(dāng)tearly小于t0/n時(shí)，電容上的電壓vctrl將會(huì)降低。當(dāng)電路進(jìn)入最終的穩(wěn)態(tài)時(shí)，應(yīng)當(dāng)有tearly＝t0/n。當(dāng)合理設(shè)置t0及n的值時(shí)，可以使得tearly維持在一個(gè)很小的值。

為說明本發(fā)明動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路的工作過程，參見如圖3(d)所示的相關(guān)控制信號(hào)波形，圖3(d)中各波形依次表示了原邊功率開關(guān)管控制信號(hào)pwm、同步整流管柵極控制信號(hào)sr、變壓器副邊繞組同名端(開關(guān)節(jié)點(diǎn))電壓即同步整流管漏端電壓vx、過零比較模塊輸出電壓vzcd、補(bǔ)償電壓邏輯控制單元輸出vcn和vcp以及補(bǔ)償控制電壓vctrl隨時(shí)間t周期變化。

動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路在正常工作狀態(tài)下的工作流程為：每周期pwm控制信號(hào)到來時(shí)，補(bǔ)償電壓邏輯控制單元以確定的電流i0和時(shí)長(zhǎng)t0對(duì)電容c1放電，此時(shí)同步整流管兩端電壓為正，過零比較模塊輸出高電平。當(dāng)pwm關(guān)斷時(shí)，同步整流管兩端電壓變?yōu)樨?fù)值，過零比較模塊輸出由正翻轉(zhuǎn)為負(fù)，此時(shí)同步整流邏輯控制模塊控制同步整流管導(dǎo)通。隨著時(shí)間的推移，流經(jīng)同步整流管的電流將線性下降，同步整流管兩端的壓降也將逐步減小，其電壓越來越接近0。由于過零比較模塊同相輸入端串聯(lián)電阻和mos管的存在，在同步整流管兩端電壓到達(dá)0之前，過零比較模塊的輸出將發(fā)生翻轉(zhuǎn)，從低變?yōu)楦?。檢測(cè)到過零比較模塊的輸出翻轉(zhuǎn)后，同步整流邏輯控制模塊將立即控制同步整流管關(guān)斷。由于同步整流管關(guān)斷時(shí)流經(jīng)其電流大于0，與同步整流管并聯(lián)的寄生二極管將會(huì)被強(qiáng)制導(dǎo)通，從而使得同步整流管兩端電壓變?yōu)?0.7v左右；過零比較模塊的輸出將在一段時(shí)間內(nèi)立即再次翻轉(zhuǎn)，在波形上形成一個(gè)正脈沖；隨著寄生二極管續(xù)流的結(jié)束，同步整流管兩端電壓由負(fù)變正，從而過零比較模塊再次翻轉(zhuǎn)為正；在過零比較模塊的第二次往復(fù)翻轉(zhuǎn)過程中，補(bǔ)償電壓邏輯控制單元將檢測(cè)到寄生二極管導(dǎo)通的時(shí)間tearly，此時(shí)間反映了同步整流管的提前關(guān)斷時(shí)間；補(bǔ)償電壓邏輯控制單元以確定的電流i0和時(shí)長(zhǎng)tearly對(duì)電容c1充電，充電結(jié)束時(shí)，控制電壓vctrl相較于周期開始將有所提高。隨著控制電壓vctrl的提高，流經(jīng)過零比較模塊反相輸入端串聯(lián)電阻的電流將增大，從而使得其反相端等效輸入電壓升高，在下一周期的比較中，當(dāng)同相輸入電壓更接近于0時(shí)，比較模塊輸出才會(huì)翻轉(zhuǎn)，從而使得時(shí)間tearly減小。經(jīng)過多個(gè)周期的調(diào)整，tearly將減小到可以忽略的程度，從而實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。

傳統(tǒng)的功率變換器需要采用整流二極管來實(shí)現(xiàn)續(xù)流，由于整流二極管導(dǎo)通壓降的存在，增大了系統(tǒng)的能量損耗，降低了系統(tǒng)地轉(zhuǎn)換效率。同時(shí)，利用過零比較器檢測(cè)過零點(diǎn)控制同步整流管柵極會(huì)由于信號(hào)延遲造成能量損耗，而采用本實(shí)施方式的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制電路，通過檢測(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的下過沖來確定是否存在提前關(guān)斷的情況，根據(jù)檢測(cè)結(jié)果動(dòng)態(tài)調(diào)整過零比較器的輸入失調(diào)電壓，而實(shí)現(xiàn)精確的同步整流控制，在保證控制和檢測(cè)功能的同時(shí)，提高了同步整流管柵極控制信號(hào)的精度，從而減小了輸出端的導(dǎo)通損耗，增大了功率轉(zhuǎn)換器的效率。本發(fā)明動(dòng)態(tài)補(bǔ)償電路能夠補(bǔ)償過零比較器本身的輸入失調(diào)電壓和同步整流控制邏輯和比較器引入的環(huán)路延遲，進(jìn)一步提高了同步整流管控制信號(hào)的精度。

上述對(duì)實(shí)施例的描述是為便于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能理解和應(yīng)用本發(fā)明。熟悉本領(lǐng)域技術(shù)的人員顯然可以容易地對(duì)上述實(shí)施例做出各種修改，并把在此說明的一般原理應(yīng)用到其他實(shí)施例中而不必經(jīng)過創(chuàng)造性的勞動(dòng)。因此，本發(fā)明不限于上述實(shí)施例，本領(lǐng)域技術(shù)人員根據(jù)本發(fā)明的揭示，對(duì)于本發(fā)明做出的改進(jìn)和修改都應(yīng)該在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。