本發(fā)明涉及電子負(fù)載
技術(shù)領(lǐng)域：
，更具體地說，涉及一種改進(jìn)型重復(fù)控制器、前級變換器控制回路、后級變換器控制回路以及能量回收型電子負(fù)載。
背景技術(shù)：
：電子負(fù)載是一種可以控制的負(fù)載特性模擬裝置，具有如操作簡單、性能優(yōu)越、成本低等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于ups、變頻電源、開關(guān)電源、交直流電源的出廠試驗(yàn)。為提高能源利用效率，能量回收型電子負(fù)載被提出，其通過跟蹤給定電流，來模擬各種不同的負(fù)載，電流跟蹤越精確，負(fù)載模擬越真實(shí)，電源測試就越準(zhǔn)確；能量回收電流控制好，可以提高能量回收效率，減小電網(wǎng)污染。所以在這種方式下，電流非常重要。能量回收型電子負(fù)載，其可以把電能回收到測試電源側(cè)，使得能量循環(huán)利用減小成本，符合當(dāng)今社會提倡的可持續(xù)發(fā)展理念。目前電子負(fù)載為了提高負(fù)載模擬精度電流采用pi與重復(fù)控制并聯(lián)復(fù)合控制，其實(shí)現(xiàn)方式如下：當(dāng)復(fù)合控制器接收到指令電流和跟蹤電流的誤差信號時，由于一個基波周期的延遲，重復(fù)控制器的輸出不會即刻產(chǎn)生變化，此時主要由pi控制器進(jìn)行電流的動態(tài)跟蹤；當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時，電流穩(wěn)態(tài)誤差比較小，此時主要由重復(fù)控制器進(jìn)行電流控制，減小電流穩(wěn)態(tài)誤差，從而達(dá)到控制目的。但是，這種pi與重復(fù)控制并聯(lián)復(fù)合控制的動態(tài)性能差；兩種復(fù)合控制策略動態(tài)響應(yīng)速度不同，使得重復(fù)控制器在動態(tài)過程中不起作用；重復(fù)控制器在動態(tài)過程中接受到誤差突變量，從而使兩控制器之間存在控制耦合，使得電子負(fù)載在動態(tài)過程中發(fā)生電流畸變，對電網(wǎng)造成污染，并且影響負(fù)載模擬精度。因此，如何提高系統(tǒng)快速性的同時又抑制控制耦合，減小回饋電流諧波含量從而減小對電網(wǎng)的污染，提高負(fù)載模擬精度是本領(lǐng)域技術(shù)人員需要解決的問題。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于提供一種改進(jìn)型重復(fù)控制器、前級變換器控制回路、后級變換器控制回路以及能量回收型電子負(fù)載，以實(shí)現(xiàn)提高系統(tǒng)快速性的同時又抑制控制耦合，減小回饋電流諧波含量從而減小對電網(wǎng)的污染，提高負(fù)載模擬精度。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明實(shí)施例提供了如下技術(shù)方案：一種改進(jìn)型重復(fù)控制器，包括：動態(tài)延遲處理模塊；所述動態(tài)延遲處理模塊的輸出端與重復(fù)控制內(nèi)模的輸入端相連；所述重復(fù)控制內(nèi)模的輸出端與鎮(zhèn)定補(bǔ)償器的輸入端相連，所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器的輸出端與更新延遲模塊的輸入端相連；所述更新延遲模塊的輸出端與控制對象相連，所述控制對象的輸出端與所述重復(fù)控制內(nèi)模的輸入端相連，形成閉環(huán)回路；所述動態(tài)延遲處理模塊的輸入端通過指令前饋通道與所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器相連。其中，所述指令前饋通道為傳遞函數(shù)為1的零相位跟蹤單元。其中，所述指令前饋通道包括鎖相環(huán)k拍補(bǔ)償單元。其中，所述動態(tài)延遲處理模塊包括：鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元，和與所述鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元相連的延遲單元。其中，所述鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元的補(bǔ)償參數(shù)d通過系統(tǒng)在指令前饋通道作用下的單位階躍響應(yīng)時間確定。其中，所述補(bǔ)償參數(shù)d通過確定；其中，m為系統(tǒng)在指令前饋通道作用下的單位階躍響應(yīng)拍數(shù)；t為采樣周期；lf為變換器的電感值；rf為線路等效電阻值。一種前級變換器控制回路，包括上述所述的改進(jìn)型重復(fù)控制器，還包括：產(chǎn)生指令電流的指令電流模塊；與所述指令電流模塊相連的第一clark變換模塊；與所述第一clark變換模塊相連的park變換模塊，所述park變換模塊與鎖相環(huán)相連，所述park變換模塊的d軸電流輸出端和q軸電流輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與變壓器輸入端相連的第一電流采樣模塊，與所述第一電流采樣模塊相連的第二clark變換模塊，所述第二clark變換模塊的輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與改進(jìn)型重復(fù)控制器相連的第一svpwm模塊，所述第一svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動所述前級變換器開始工作。一種后級變換器控制回路，包括上述任意一項(xiàng)所述的，與q軸電流輸入端、和通過pi控制器生成的d軸電流輸入端分別相連的改進(jìn)型重復(fù)控制器，還包括：與后級變換器輸出端相連的第二電流采樣模塊；與所述第二電流采樣模塊相連的第三clark變換模塊，所述第三clark變換模塊的輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與改進(jìn)型重復(fù)控制器相連的第二svpwm模塊，所述第二svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動所述后級變換器開始工作。一種能量回收型電子負(fù)載，包括所述的前級變換器控制回路，和所述的后級變換器控制回路，還包括：與輸入電源相連的變壓器，所述變壓器的輸入端與所述輸入電源相連，所述變壓器的輸出端與前級變換器的輸入端相連；所述前級變換器的輸出端與后級變換器的輸入端通過電容相連；所述后級變換器的輸出端與所述變壓器的輸入端相連。其中，所述輸入電源輸入的總功率為：通過所述變壓器輸入的電子負(fù)載功率與通過后級變換器輸入所述變壓器的回饋功率之差。通過以上方案可知，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種改進(jìn)型重復(fù)控制器，包括：動態(tài)延遲處理模塊；所述動態(tài)延遲處理模塊的輸出端與重復(fù)控制內(nèi)模的輸入端相連；所述重復(fù)控制內(nèi)模的輸出端與鎮(zhèn)定補(bǔ)償器的輸入端相連，所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器的輸出端與更新延遲模塊的輸入端相連；所述更新延遲模塊的輸出端與控制對象相連，所述控制對象的輸出端與所述重復(fù)控制內(nèi)模的輸入端相連，形成閉環(huán)回路；所述動態(tài)延遲處理模塊的輸入端通過指令前饋通道與所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器相連?？梢?，在本方案中，可通過重復(fù)控制器中的動態(tài)延遲處理模塊，對指令信號進(jìn)行動態(tài)延遲處理，在動態(tài)過程中能夠?qū)崿F(xiàn)對誤差的重新分配，減小重復(fù)控制器接受的誤差峰值；而誤差峰值的降低會導(dǎo)致一個周期后重復(fù)控制器輸出的干擾控制量降低，從而有效抑制控制耦合，從而提高了電子負(fù)載模擬精度，改善了系統(tǒng)的動態(tài)性能，減小了總諧波畸變率，提高了回饋電能質(zhì)量；減少整個試驗(yàn)系統(tǒng)對電網(wǎng)的污染；本發(fā)明還公開了一種前級變換器控制回路、后級變換器控制回路以及能量回收型電子負(fù)載，同樣能實(shí)現(xiàn)上述技術(shù)效果。附圖說明為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。圖1為本發(fā)明實(shí)施例公開的一種能量回收型電子負(fù)載結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為本發(fā)明實(shí)施例公開的功率反饋示意圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施例公開的一種改進(jìn)型重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)示意圖；圖4為本發(fā)明實(shí)施例公開的k拍超前實(shí)現(xiàn)框圖；圖5a為本發(fā)明實(shí)施例公開的一控制耦合抑制原理示意圖；圖5b為本發(fā)明實(shí)施例公開的另一控制耦合抑制原理示意圖。具體實(shí)施方式下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。本發(fā)明實(shí)施例公開了一種改進(jìn)型重復(fù)控制器、前級變換器控制回路、后級變換器控制回路以及能量回收型電子負(fù)載，以實(shí)現(xiàn)提高系統(tǒng)快速性的同時又抑制控制耦合，減小回饋電流諧波含量從而減小對電網(wǎng)的污染，提高負(fù)載模擬精度。參見圖1，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種能量回收型電子負(fù)載，包括前級變換器控制回路100，后級變換器控制回路200，還包括：與輸入電源相連的變壓器300，所述變壓器300的輸入端與所述輸入電源相連，所述變壓器300的輸出端與前級變換器400的輸入端相連；所述前級變換器400的輸出端與后級變換器500的輸入端通過電容相連；所述后級變換器500的輸出端與所述變壓器300的輸入端相連。其中，所述輸入電源輸入的總功率為：通過所述變壓器輸入的電子負(fù)載功率與通過后級變換器輸入所述變壓器的回饋功率之差。具體的，傳統(tǒng)的能量回收型電子負(fù)載是把能量直接回饋給電網(wǎng)，而在本實(shí)施例中電子負(fù)載是把能量回饋給前級變換器，使得能量循環(huán)利用，從而減小生產(chǎn)成本。其具體分析如下：設(shè)總輸入功率為wt，輸入電子負(fù)載的功率為w1，回饋功率為w2得：wt＝w1-w2(1)從式(1)可知wt只需提供電子負(fù)載所消耗的功率。下面以r相為例用潮流計算的方法求回饋功率。參見圖2，為本實(shí)施例提供的功率反饋示意圖；由圖2可得出：w2＝p2+q2j(4)其中，vr為后級變換器電感兩端電壓，vr是后級變換器輸出電壓，vrs為電網(wǎng)r相電壓，lr為后級變換器的電感值，ω為電網(wǎng)角頻率，δ為vrs與vr的相位差，ir為后級變換器輸出電流，ia為前級變換器輸入電流。從上面計算可得r相回饋的功率為w2＝p2+q2j，如果回饋功率w2＝80％w1，則wt只要提供20％w1的功率，從而達(dá)到能量循環(huán)利用；如果想要使得無功為0則必須滿足vrs＝vrcosδ，此時電網(wǎng)三相平衡時，整個系統(tǒng)回饋的能量為3w2。需要說明的是，電子負(fù)載的控制法，一般可分為電壓控制法和電流控制法兩種。電壓控制法對于相角變化敏感，對于有功功率控制較困難，因此在本實(shí)施例中，通過電流控制，并且電流控制法對相角微小變化僅造成有功功率微小變化。通過圖2可得電流控制法潮流計算如下：有功功率p2對相角θ求導(dǎo)得：由公式(6)可知，若θ皆為1°作為變化，對有功功率產(chǎn)生1.74％的變化，所以本發(fā)明的前后兩級轉(zhuǎn)換器均采用電流控制法。(θ為ir與vrs的相位差)參見圖1，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種前級變換器控制回路100，包括改進(jìn)型重復(fù)控制器，還包括：產(chǎn)生指令電流的指令電流模塊；與所述指令電流模塊相連的第一clark變換模塊；與所述第一clark變換模塊相連的park變換模塊，所述park變換模塊與鎖相環(huán)相連，所述park變換模塊的d軸電流輸出端和q軸電流輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與變壓器輸入端相連的第一電流采樣模塊，與所述第一電流采樣模塊相連的第二clark變換模塊，所述第二clark變換模塊的輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與改進(jìn)型重復(fù)控制器相連的第一svpwm模塊，所述第一svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動所述前級變換器開始工作。具體的，在本實(shí)施例中，在前級變換器控制回路100中，首先由指令電流模塊產(chǎn)生指令電流，指令電流給定采用恒阻抗給定、恒電流給定、以及恒功率給定。指令電流經(jīng)過clark變換模塊再經(jīng)過park變換模塊得到idref、iqref(兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d、q下的電流)，然后經(jīng)過改進(jìn)型重復(fù)控制模塊，最后經(jīng)過svpwm模塊，svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動前級變換器開始工作，使得前級變換器的三相輸入電流能準(zhǔn)確的跟蹤指令電流。其具體分析如下：前級轉(zhuǎn)換器采用電流單環(huán)控制，首先得到前級轉(zhuǎn)換器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq模型：式中，ed、id分別為前級輸入電壓、電流的有功分量，eq、iq分別為前級輸入電壓、電流的無功分量，ω1為前級輸入電壓角頻率，分別為前級轉(zhuǎn)換器電壓的有功、無功分量。通過拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)我們可以得到dq坐標(biāo)系下的潮流方程：由上式可知，p、q即可由控制ed、eq的方法進(jìn)行控制，也可由控制id、iq的方法來實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明采用控制id、iq的方法來實(shí)現(xiàn)，id用來控制線路的有功潮流，iq用來控制線路無功潮流。參見圖1，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種后級變換器控制回路200，包括與q軸電流輸入端、和通過pi控制器生成的d軸電流輸入端分別相連的改進(jìn)型重復(fù)控制器，還包括：與后級變換器輸出端相連的第二電流采樣模塊；與所述第二電流采樣模塊相連的第三clark變換模塊，所述第三clark變換模塊的輸出端分別與對應(yīng)的改進(jìn)型重復(fù)控制器相連；與改進(jìn)型重復(fù)控制器相連的第二svpwm模塊，所述第二svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動所述后級變換器開始工作。具體的，在本實(shí)施例中的后級變換器控制，后級電流仍采用改進(jìn)型重復(fù)控制，可以抑制并網(wǎng)電流諧波，從而提高回饋電能質(zhì)量，電壓環(huán)采用傳統(tǒng)的pi控制器。其具體步驟如下：首先由電壓傳感器檢測得到直流側(cè)電壓與給定電壓做差經(jīng)過pi控制器得到isd，isq直接取值為0，然后經(jīng)過改進(jìn)型重復(fù)控制模塊，最后經(jīng)過svpwm模塊，svpwm模塊產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動前級變換器開始工作，使得后級變換器高效率的回收負(fù)載模擬消耗的能量，且諧波含量低。參見圖3，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種改進(jìn)型重復(fù)控制器，包括：動態(tài)延遲處理模塊10；所述動態(tài)延遲處理模塊10的輸出端與重復(fù)控制內(nèi)模20的輸入端相連；所述重復(fù)控制內(nèi)模20的輸出端與鎮(zhèn)定補(bǔ)償器30的輸入端相連，所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器30的輸出端與更新延遲模塊40的輸入端相連；所述更新延遲模塊40的輸出端與控制對象50相連，所述控制對象50的輸出端與所述重復(fù)控制內(nèi)模20的輸入端相連，形成閉環(huán)回路；所述動態(tài)延遲處理模塊10的輸入端通過指令前饋通道600與所述鎮(zhèn)定補(bǔ)償器30相連。其中，所述指令前饋通道為傳遞函數(shù)為1的零相位跟蹤單元。所述指令前饋通道包括鎖相環(huán)k拍補(bǔ)償單元。其中，所述動態(tài)延遲處理模塊包括：鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元，和與所述鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元相連的延遲單元。所述鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元的補(bǔ)償參數(shù)d通過系統(tǒng)在指令前饋通道作用下的單位階躍響應(yīng)時間確定。其中，所述補(bǔ)償參數(shù)d通過確定；其中，m為系統(tǒng)在指令前饋通道作用下的單位階躍響應(yīng)拍數(shù)；t為采樣周期；lf為變換器的電感值；rf為線路等效電阻值。具體的，電流環(huán)采用傳統(tǒng)的pi與重復(fù)控制并聯(lián)組合控制時，由于兩種組合控制策略動態(tài)響應(yīng)速度不同，使得重復(fù)控制器在動態(tài)過程中不起作用，并且重復(fù)控制器在動態(tài)過程中接受到誤差突變量，從而使得兩控制器之間存在控制耦合，導(dǎo)致電子負(fù)載在動態(tài)過程中發(fā)生電流畸變。本發(fā)明的方法在提高快速性的同時又抑制控制耦合，從而減小了電流畸變率。其中d軸電流控制結(jié)構(gòu)與q軸電流控制結(jié)構(gòu)相同，下面以d軸電流環(huán)為例。參見圖3，為本發(fā)明實(shí)施例提供的d軸電流環(huán)控制示意圖，在圖3中，km(z)為重復(fù)控制內(nèi)模20，krzks(z)為鎮(zhèn)定補(bǔ)償器30，包括幅值補(bǔ)償和相位補(bǔ)償，由圖3可知，由s(z)完成幅值補(bǔ)償，相位補(bǔ)償由z-n+k中的k拍完成，指令前饋通道60放在兩者之間；z-n為一個基波周期的延遲環(huán)節(jié)，n為一個基波周期的采樣點(diǎn)數(shù)，z-1為采樣和脈寬調(diào)制更新延遲環(huán)節(jié)，p(z)為控制對象。可以得出閉環(huán)傳遞函數(shù)為：其中：q(z)＝0.98，kr＝0.9，n＝200；在本實(shí)施例中采用一種帶有慣性的微分環(huán)節(jié)來實(shí)現(xiàn)幅值校正，截止頻率設(shè)為800hz，對應(yīng)的離散傳遞函數(shù)為：為了進(jìn)一步衰減高頻分量增加系統(tǒng)穩(wěn)定性，設(shè)計了截止頻率為800hz的二階濾波器l(z)：由式(10)、(11)可得s(z)：km(z)為重復(fù)控制內(nèi)模，其表達(dá)式如下：km(z)＝1/(1-q(z)z-n)＝1/(1-q(z)z-200)(13)對于相位補(bǔ)償，綜合考慮采樣和pwm更新延遲，以及c(z)和p(z)的相位延遲等因素，以此確定超前步長k＝5。p(z)的參數(shù)如表1所示：表1參數(shù)說明參數(shù)值額定功率p/kw6.6電網(wǎng)相電壓va/v220電網(wǎng)電壓頻率f/hz50直流側(cè)電壓vdc/v650開關(guān)頻率fsw/khz10采樣頻率fs/khz10前后級電感l(wèi)f/mh2.5直流側(cè)電容c/μf4800線路等效電阻rf/ω0.5需要說明的是，本發(fā)明提出的改進(jìn)型重復(fù)控制實(shí)際上是對“嵌入式”重復(fù)控制結(jié)構(gòu)做了以下改進(jìn)：1)利用zpetc(零相位跟蹤控制)原理(即從目標(biāo)輸入到控制輸出的相位差在全頻率域內(nèi)為0)對“嵌入式”重復(fù)控制的指令前饋通道加以改進(jìn)，使得輸入到輸出的傳遞函數(shù)為1，充分保證控制系統(tǒng)的快速性為抑制控制耦合提供結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)；其具體分析如下：由圖3得指令前饋通道的傳遞函數(shù)為：gq(z)＝kpkrzk-1s(z)p(z)(14)其中kp、kr應(yīng)滿足條件：kpkr＝1(15)其中kr＝0.9，則kp＝1/0.9(16)當(dāng)幅值補(bǔ)償和相位補(bǔ)償理想時，則zk-1s(z)p(z)＝1(17)將式(15)、(17)代入式(14)得：gq(z)＝1(18)由式(18)可知指令前饋通道傳遞函數(shù)為1，此時輸入等于輸出，沒有相位差，從而形成一個零相位跟蹤系統(tǒng)。2)k拍超前實(shí)現(xiàn)方式其中g(shù)q(z)中的zk為指令前饋通道上新增鎖相環(huán)k拍補(bǔ)償環(huán)節(jié)，其實(shí)現(xiàn)方式如圖4，圖4為本實(shí)施例提供的k拍超前實(shí)現(xiàn)框圖。這里的k與相位補(bǔ)償中的zk的k相同，θ是三相電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)鎖相后輸出相角。為了方便實(shí)現(xiàn)電子負(fù)載的有功和無功功率控制，電流指令id和iq實(shí)際上為直流量，則k拍超前可通過在θ上增加一個φ角，再經(jīng)過dq-αβ變換來實(shí)現(xiàn)，其中φ的計算公式如下：式中：t為采樣周期，t1為一個基波周期，即0.02s。(vrn～vtn為三相電網(wǎng)電壓)將k＝5、t＝0.0001和t1＝0.02代入式(19)得：3)對重復(fù)控制器的指令信號進(jìn)行“動態(tài)延遲”處理，在動態(tài)過程中能夠?qū)崿F(xiàn)對誤差的重新分配，減小重復(fù)控制器接受的誤差峰值。(urc是重復(fù)控制器輸出控制量)具體實(shí)現(xiàn)方式如下：由圖3可以看出新增動態(tài)延遲處理環(huán)節(jié)，由鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償單元和延遲單元，即純滯后z-d環(huán)節(jié)串聯(lián)構(gòu)成，其中，鎖相環(huán)d拍補(bǔ)償環(huán)節(jié)的實(shí)現(xiàn)方式同k拍超前實(shí)現(xiàn)方式一樣。電流指令到urc的脈沖傳遞函數(shù)為：4)參數(shù)d的計算方法“動態(tài)延遲”其實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵在于參數(shù)d的確定，確定參數(shù)d則應(yīng)首先確定參數(shù)m，參數(shù)m表示系統(tǒng)在指令前饋通道作用下的單位階躍響應(yīng)時間。由式(18)分析，系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)離散域中的零拍跟蹤，而從連續(xù)域角度考慮，m可根據(jù)系統(tǒng)的電磁時間常數(shù)來確定，則參數(shù)d可選為m的一半。式中l(wèi)f和rf分別是變換器的電感值和線路等效電阻值，t為采樣周期。其計算方式如下：將lf＝0.25mh、rf＝0.5ω和t＝0.0001代入上式得：具體的，改進(jìn)型重復(fù)控制器中的動態(tài)延遲處理模塊在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時不起作用，指令電流發(fā)生突變時，動態(tài)延遲處理模塊起作用，參見圖5a及圖5b，為本實(shí)施例提供的控制耦合抑制原理示意圖。當(dāng)不加動態(tài)延遲處理環(huán)節(jié)時，如圖5a所示，誤差e(z)信號則立即發(fā)生突變，且e(z)信號突變的誤差峰值等于指令信號的突變值，在指令前饋通道控制的作用下，系統(tǒng)經(jīng)過m拍進(jìn)入穩(wěn)態(tài)；當(dāng)加入動態(tài)延遲處理環(huán)節(jié)時，如圖5b所示，動態(tài)延遲處理環(huán)節(jié)具有對指令跳變的d拍延遲特性，在d拍內(nèi)，由于重復(fù)控制器的指令信號未變，在指令前饋通道的作用下，實(shí)際并網(wǎng)電流跟蹤并網(wǎng)電流指令，因此誤差變?yōu)樨?fù)值，即d拍后誤差才發(fā)生突變。顯然，對重復(fù)控制器的指令信號進(jìn)行動態(tài)延遲處理，即可實(shí)現(xiàn)對誤差的重新分配。其中，誤差峰值可降為原來的一半，而誤差峰值的降低會導(dǎo)致一個周期后重復(fù)控制器輸出的干擾控制量降低，從而有效抑制控制耦合。本說明書中各個實(shí)施例采用遞進(jìn)的方式描述，每個實(shí)施例重點(diǎn)說明的都是與其他實(shí)施例的不同之處，各個實(shí)施例之間相同相似部分互相參見即可。對所公開的實(shí)施例的上述說明，使本領(lǐng)域?qū)I(yè)技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)或使用本發(fā)明。對這些實(shí)施例的多種修改對本領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，在其它實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會被限制于本文所示的這些實(shí)施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點(diǎn)相一致的最寬的范圍。當(dāng)前第1頁12