本發(fā)明涉及柔性交流輸電系統(tǒng)(Flexible Alternative Current Transmission Systems,FACTS)領(lǐng)域，具體涉及一種基于MMC的分布式潮流控制器拓撲及控制方法。

背景技術(shù)：

隨著電網(wǎng)負荷的不斷增長和電網(wǎng)規(guī)模不斷擴大，過去對電網(wǎng)供電可靠性的要求逐漸上升到對電能質(zhì)量的要求，電網(wǎng)系統(tǒng)運行特性日益復(fù)雜，勢必增加對提高電網(wǎng)控制可靠度的需求。電力網(wǎng)絡(luò)在不斷被重構(gòu)被擴大，F(xiàn)ACTS裝置的生產(chǎn)周期要比安裝一條新的輸電線路短的多，在提升現(xiàn)有輸電通道傳輸能力的前提下，兼顧工程經(jīng)濟性與未來電網(wǎng)運行可靠性，F(xiàn)ACTS技術(shù)更具有吸引力。就電網(wǎng)靈活性考慮，單一裝置就地控制的控制半徑有限，且一旦發(fā)生故障，輕則裝置停運，重則破壞電網(wǎng)原有穩(wěn)定。因此，采用通信手段的分布式潮流控制器(Distributed Power Flow Controller，DPFC)應(yīng)運而生。

DPFC概念自荷蘭代爾夫特理工大學(xué)的Zhihui YUAN博士首次提出并在Matlab/Simulink平臺驗證其原理的正確性以來。國內(nèi)武漢理工大學(xué)相關(guān)團隊對DPFC有了更深入的研究，但均處于理論研究與實驗仿真階段。在DPFC所要面對的高壓場合，傳統(tǒng)的變流器拓撲普遍很難兼顧高功率換流器承受的高電壓與高輸出性能這兩點要求。為實現(xiàn)DPFC工程化應(yīng)用，勢必尋求一種令DPFC更加適用于較高應(yīng)用電壓等級場合的拓撲結(jié)構(gòu)及其控制方法。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是，針對傳統(tǒng)變流器拓撲結(jié)構(gòu)存在的上述不足，提供一種基于MMC的分布式潮流控制器拓撲及控制方法，結(jié)構(gòu)高度模塊化，便于系統(tǒng)擴容，靈活適應(yīng)各種電壓等級，應(yīng)對不平衡運行的能力、故障穿越與恢復(fù)能力均優(yōu)于采用傳統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)的分布式潮流控制器。

本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是：

一種基于MMC的分布式潮流控制器拓撲，包括一個由并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器與并聯(lián)側(cè)單相變流器組成的并聯(lián)側(cè)變流器，以及由多組結(jié)構(gòu)相同的串聯(lián)側(cè)單相變流器構(gòu)成的串聯(lián)側(cè)變流器；

并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器交流側(cè)經(jīng)變壓器T_sh與交流電網(wǎng)相連接，其間設(shè)有啟動電阻R₀，用以抑制變流器在啟動時的沖擊電流；并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器的三相各橋臂電路均由n個子模塊串接后與橋臂電抗器L_sh串聯(lián)而成，其中子模塊均采用半橋結(jié)構(gòu)；并聯(lián)側(cè)單相變流器采用傳統(tǒng)DC/AC電路拓撲，并聯(lián)側(cè)單相變流器的交流側(cè)通過單相變壓器與交流電網(wǎng)中Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點接地線路串聯(lián)耦合，并聯(lián)側(cè)單相變流器的直流側(cè)與并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器耦合，并聯(lián)側(cè)單相變流器輸出滿足需求的3次諧波電流，經(jīng)Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點注入并均勻分布到輸電線路；

多組串聯(lián)側(cè)單相變流器分布化布置于輸電線路中，每組串聯(lián)側(cè)單相變流器均由結(jié)構(gòu)相同的3個單相變流器分別經(jīng)單相變壓器T_se1、T_se2、T_se3串聯(lián)耦合于A、B、C三相線路上，吸收并聯(lián)側(cè)變流器輸出的3次諧波有功功率維持自身電容電壓恒定，同時發(fā)出基頻功率P_se1調(diào)節(jié)線路潮流，且有P_se1＝P_se3，其中P_se3為串聯(lián)側(cè)變流器吸收的有功功率，P_se3與串聯(lián)側(cè)變流器電容值U_sedc以及串聯(lián)側(cè)變流器電容電壓值C_se關(guān)系表示如下：

式中，I_se,dc為串聯(lián)側(cè)變流器直流電容電流。

本發(fā)明還提供了一種上述基于MMC的分布式潮流控制器拓撲的控制方法，包括如下步驟：

S1、并聯(lián)側(cè)變流器的分層控制，具體采取并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層、并聯(lián)側(cè)變流器層與并聯(lián)側(cè)閥控層對并聯(lián)側(cè)變流器進行分層控制：并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層接收來自調(diào)度中心的指令信號，處理得到對應(yīng)的參考值輸入到并聯(lián)側(cè)變流器層，并聯(lián)側(cè)變流器層得到輸出電壓參考值輸出至并聯(lián)側(cè)閥控層，并聯(lián)側(cè)閥控層經(jīng)最近電平逼近調(diào)制產(chǎn)生開關(guān)管通斷信號，最終實現(xiàn)對交流母線的無功調(diào)節(jié)、直流側(cè)電壓恒定以及生成3次諧波提供能量通道；

S2、串聯(lián)側(cè)變流器的分層控制，具體采取串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層、串聯(lián)側(cè)變流器層與串聯(lián)側(cè)閥控層控對串聯(lián)側(cè)變流器進行分層控制：串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層接收來自調(diào)度中心的指令信號，處理得到控制參數(shù)輸入到串聯(lián)側(cè)變流器層，串聯(lián)側(cè)變流器層分別得到串聯(lián)側(cè)變流器輸出基頻電壓參考值與接收3次諧波調(diào)制波，基頻電壓參考波與3次諧波調(diào)制波進行疊加形成串聯(lián)側(cè)變流器的串聯(lián)側(cè)閥控層中PWM調(diào)制的調(diào)制波。

按上述方案，所述步驟S1并聯(lián)側(cè)變流器的分層控制具體實施步驟如下：

S11、并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層處理來自調(diào)度中心的信號，向并聯(lián)側(cè)變流器層提供控制參數(shù)，包括：并聯(lián)側(cè)直流母線電壓指令值U_dc-ref，并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率指令值Q_sh-ref，滿足要求的3次諧波電流參數(shù)中的幅值I_sh3-ref、相位θ_sh3、頻率150Hz；

S12、并聯(lián)側(cè)變流器層接收來自并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層的控制參數(shù)，包括直流母線電壓指令值U_dc-ref、并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率指令值Q_sh-ref，以及自身檢測到的實際值，包括直流母線電壓實際值U_dc、并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率實際值Q_sh、并聯(lián)側(cè)三相變流器交流側(cè)實際值i_sh，并聯(lián)側(cè)變流器層中的電壓外環(huán)控制模塊與電流內(nèi)環(huán)控制模塊組成雙環(huán)解耦控制模塊，將控制參數(shù)和采集到的實際值一起輸入所述雙環(huán)解耦控制模塊中，生成并聯(lián)側(cè)變流器基于MMC的三相變流器交流輸出電壓參考波u_sh-ref；另外，3次諧波電流參數(shù)中的幅值I_sh3-ref、相位θ_sh3、頻率150Hz通過并聯(lián)側(cè)變流器層中的3次諧波電流指令值生成器形成標(biāo)準(zhǔn)的3次諧波電流指令值i_sh3ref(正弦波)；

S13、并聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)并聯(lián)側(cè)變流器層輸入的三相變流器交流輸出電壓參考波u_sh-ref，又有：

表明對并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器交流側(cè)的控制等效為對三相變流器上橋臂端口電壓之和u_up與下橋臂端口電壓之和u_down的控制；

為抑制環(huán)流對三相變流器上、下橋臂的影響，再減去環(huán)流經(jīng)Park變換與dq解耦控制生成的環(huán)流壓降u_cir，進而得到三相變流器每相上、下橋臂電壓參考值如下式所示：

分別除以子模塊電壓參考值取整后得出上、下橋臂子模塊投入數(shù)量，每當(dāng)上、下橋臂子模塊投入數(shù)量發(fā)生了變化即觸發(fā)排序程序?qū)ι?、下橋臂子模塊電壓值進行排序，最后根據(jù)測量的橋臂電流方向，選擇子模塊投入，當(dāng)橋臂電流方向為正(橋臂電流大于零)時，排序后電容電壓最低的子模塊投入吸收功率，電容開始充電，以此構(gòu)成橋臂所需的電平輸出，當(dāng)橋臂電流方向為負(橋臂電流小于零)時，排序后電容電壓最高的子模塊投入發(fā)出功率，電容開始放電，以此構(gòu)成橋臂所需的電平輸出，最終生成逼近正弦波的多電平階梯波；

另外，并聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)并聯(lián)側(cè)變流器層輸入的3次諧波電流指令值，通過電流滯環(huán)比較PWM模塊生成并聯(lián)側(cè)單相變流器的開關(guān)管觸發(fā)信號來控制并聯(lián)側(cè)單相變流器的開關(guān)管通斷，進而使并聯(lián)側(cè)單相變流器輸出想要的3次諧波電流，經(jīng)Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點注入并均勻分布到輸電線路，為串聯(lián)側(cè)提供有功功率以維持串聯(lián)側(cè)電容電壓恒定。

按上述方案，所述步驟S2串聯(lián)側(cè)變流器的分層控制具體實施步驟如下：

S21、串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層處理來自調(diào)度中心的信號，向串聯(lián)側(cè)變流器層提供控制參數(shù)，包括：串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref；

S22、串聯(lián)側(cè)變流器層經(jīng)通信信道接收來自串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層的控制參數(shù)，包括串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref，以及自身檢測到的串聯(lián)側(cè)直流電容電壓實際值U_sedc、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率實際值P_se、無功功率實際值Q_se、三次諧波電流實際值i_se3、基頻電流實際值i_se1，將串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref、對應(yīng)的串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率實際值P_se、無功功率實際值Q_se以及基頻電流實際值i_se1輸入電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制模塊中經(jīng)解耦控制與單相Park反變換轉(zhuǎn)換為基頻交流電壓調(diào)制波u_se1ref，同樣，將串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)直流電容電壓實際值U_sedc與三次諧波電流實際值i_se3輸入功率外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制模塊，經(jīng)解耦控制與單相Park反變換轉(zhuǎn)換為3次諧波調(diào)制波u_se3ref，基頻交流電壓調(diào)制波u_se1ref與3次諧波調(diào)制波u_se3ref疊加起來形成統(tǒng)一的調(diào)制波，送入串聯(lián)側(cè)閥控層；

S23、串聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)串聯(lián)側(cè)變流器層輸入的調(diào)制波，經(jīng)PWM調(diào)制，生成串聯(lián)側(cè)變流器開關(guān)管通斷信號，進而實現(xiàn)串聯(lián)側(cè)變流器吸收3次諧波有功功率維持其直流電容電壓恒定，同時，發(fā)出基頻功率來調(diào)節(jié)線路潮流。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下有益效果：

1、本發(fā)明結(jié)合MMC的優(yōu)勢，使分布式潮流控制器更易適應(yīng)日益復(fù)雜的電網(wǎng)系統(tǒng)，面對交流輸出頻率恒定、對電壓和功率等級要求極高的有功功率變換場合更具競爭力；基于MMC的分布式潮流控制器，其結(jié)構(gòu)高度模塊化，便于系統(tǒng)擴容，靈活適應(yīng)各種電壓等級；

2、采用MMC拓撲的分布式潮流控制器具有更高的可靠性，其應(yīng)對不平衡運行的能力、故障穿越與恢復(fù)能力均優(yōu)于采用傳統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)的分布式潮流控制器。

附圖說明

圖1為本發(fā)明基于MMC的分布式潮流控制器拓撲的整體結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明并聯(lián)側(cè)變流器詳細拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明串聯(lián)側(cè)變流器詳細拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖4為本發(fā)明并聯(lián)側(cè)變流器分級控制示意圖；

圖5為本發(fā)明串聯(lián)側(cè)變流器分級控制示意圖；

圖6是本發(fā)明并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器詳細分層控制圖；

圖7是本發(fā)明并聯(lián)側(cè)單相變流器詳細分層控制圖；

圖8是本發(fā)明串聯(lián)側(cè)變流器詳細分層控制圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明的原理和特征進一步的描述。

如圖1所示，本發(fā)明實施例所述的基于MMC的分布式潮流控制器拓撲，包括一個由并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器與并聯(lián)側(cè)單相變流器組成的并聯(lián)側(cè)變流器，以及由多組結(jié)構(gòu)相同的串聯(lián)側(cè)單相變流器構(gòu)成的串聯(lián)側(cè)變流器。

如圖2所示，并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器交流側(cè)經(jīng)變壓器T_sh與交流電網(wǎng)相連接，其間設(shè)有啟動電阻R₀，用以抑制變流器在啟動時的沖擊電流；并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器的三相各橋臂電路均由n個子模塊串接后與橋臂電抗器L_sh串聯(lián)而成，其中子模塊均采用半橋結(jié)構(gòu)；并聯(lián)側(cè)單相變流器采用傳統(tǒng)DC/AC電路拓撲，并聯(lián)側(cè)單相變流器的交流側(cè)通過單相變壓器與交流電網(wǎng)中Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點接地線路串聯(lián)耦合，并聯(lián)側(cè)單相變流器的直流側(cè)與并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器耦合，并聯(lián)側(cè)單相變流器輸出滿足需求的3次諧波電流，經(jīng)Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點注入并均勻分布到輸電線路。

如圖3所示，多組串聯(lián)側(cè)單相變流器分布化布置于輸電線路中(首端Y-△變壓器為Ts，末端Y-△變壓器為Tr)，每組串聯(lián)側(cè)單相變流器均由結(jié)構(gòu)相同的3個單相變流器分別經(jīng)單相變壓器T_se1、T_se2、T_se3串聯(lián)耦合于A、B、C三相線路上，吸收并聯(lián)側(cè)變流器輸出的3次諧波有功功率維持自身電容電壓恒定，同時發(fā)出基頻功率P_se1調(diào)節(jié)線路潮流，且有P_se1＝P_se3，其中P_se3為串聯(lián)側(cè)變流器吸收的有功功率，P_se3與串聯(lián)側(cè)變流器電容值U_sedc以及串聯(lián)側(cè)變流器電容電壓值C_se關(guān)系表示如下：

式中，I_se,dc為串聯(lián)側(cè)變流器直流電容電流。

本發(fā)明基于MMC的分布式潮流控制器拓撲的控制方法，包括如下步驟：

S1、并聯(lián)側(cè)變流器的分層控制，如圖4所示，具體采取并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層、并聯(lián)側(cè)變流器層與并聯(lián)側(cè)閥控層對并聯(lián)側(cè)變流器進行分層控制：并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層接收來自調(diào)度中心的指令信號，處理得到對應(yīng)的參考值輸入到并聯(lián)側(cè)變流器層，并聯(lián)側(cè)變流器層得到輸出電壓參考值輸出至并聯(lián)側(cè)閥控層，并聯(lián)側(cè)閥控層經(jīng)最近電平逼近調(diào)制產(chǎn)生開關(guān)管通斷信號，最終實現(xiàn)對交流母線的無功調(diào)節(jié)、直流側(cè)電壓恒定以及生成3次諧波提供能量通道；并聯(lián)側(cè)變流器的分層控制具體實施步驟如下：

S11、并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層處理來自調(diào)度中心的信號，向并聯(lián)側(cè)變流器層(下一控制層)提供控制參數(shù)，包括：并聯(lián)側(cè)直流母線電壓指令值U_dc-ref，并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率指令值Q_sh-ref，滿足要求的3次諧波電流參數(shù)中的幅值I_sh3-ref、相位θ_sh3、頻率150Hz；

S12、并聯(lián)側(cè)變流器層接收來自并聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層(上一控制層)的控制參數(shù)，包括直流母線電壓指令值U_dc-ref、并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率指令值Q_sh-ref，以及自身檢測到的實際值，包括直流母線電壓實際值U_dc、并聯(lián)側(cè)向系統(tǒng)補償無功功率實際值Q_sh、并聯(lián)側(cè)三相變流器交流側(cè)實際值i_sh，并聯(lián)側(cè)變流器層中的電壓外環(huán)控制模塊與電流內(nèi)環(huán)控制模塊組成雙環(huán)解耦控制模塊，將控制參數(shù)和采集到的實際值一起輸入前述雙環(huán)解耦控制模塊中，生成并聯(lián)側(cè)變流器基于MMC的三相變流器交流輸出電壓參考波u_sh-ref，如圖6中并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器的并聯(lián)側(cè)變流器層部分示意圖所示；另外，3次諧波電流參數(shù)中的幅值I_sh3-ref、相位θ_sh3、頻率150Hz通過并聯(lián)側(cè)變流器層中的3次諧波電流指令值生成器形成標(biāo)準(zhǔn)的3次諧波電流指令值i_sh3ref(正弦波)，如圖7中并聯(lián)側(cè)單相變流器的并聯(lián)側(cè)變流器層部分示意圖所示；

S13、并聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)并聯(lián)側(cè)變流器層輸入的三相變流器交流輸出電壓參考波u_sh-ref，又有：

表明對并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器交流側(cè)的控制等效為對三相變流器上橋臂端口電壓之和u_up與下橋臂端口電壓之和u_down的控制；

為抑制環(huán)流對三相變流器上、下橋臂的影響，再減去環(huán)流經(jīng)Park變換與dq解耦控制生成的環(huán)流壓降u_cir，進而得到三相變流器每相上、下橋臂電壓參考值如下式所示：

分別除以子模塊電壓參考值取整后得出上、下橋臂子模塊投入數(shù)量，每當(dāng)上、下橋臂子模塊投入數(shù)量發(fā)生了變化即觸發(fā)排序程序?qū)ι?、下橋臂子模塊電壓值進行排序，最后根據(jù)測量的橋臂電流方向，選擇合適的子模塊投入，當(dāng)橋臂電流方向為正(橋臂電流大于零)時，排序后電容電壓最低的子模塊投入吸收功率，電容開始充電，以此構(gòu)成橋臂所需的電平輸出，當(dāng)橋臂電流方向為負(橋臂電流小于零)時，排序后電容電壓最高的子模塊投入發(fā)出功率，電容開始放電，以此構(gòu)成橋臂所需的電平輸出，最終生成逼近正弦波的多電平階梯波，如圖6中并聯(lián)側(cè)基于MMC的三相變流器的并聯(lián)側(cè)閥控層部分示意圖所示；

另外，并聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)并聯(lián)側(cè)變流器層輸入的3次諧波電流指令值，通過電流滯環(huán)比較PWM模塊生成并聯(lián)側(cè)單相變流器的開關(guān)管觸發(fā)信號來控制并聯(lián)側(cè)單相變流器的開關(guān)管通斷，進而使并聯(lián)側(cè)單相變流器輸出想要的3次諧波電流，經(jīng)Y-△變壓器T_s的Y側(cè)中性點注入并均勻分布到輸電線路，為串聯(lián)側(cè)提供有功功率以維持串聯(lián)側(cè)電容電壓恒定，如圖7中并聯(lián)側(cè)單相變流器的并聯(lián)側(cè)閥控層部分示意圖所示。

S2、串聯(lián)側(cè)變流器的分層控制，如圖5所示，具體采取串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層、串聯(lián)側(cè)變流器層與串聯(lián)側(cè)閥控層控對串聯(lián)側(cè)變流器進行分層控制：如圖8所示，串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層接收來自調(diào)度中心的指令信號，處理得到控制參數(shù)輸入到串聯(lián)側(cè)變流器層，串聯(lián)側(cè)變流器層分別得到串聯(lián)側(cè)變流器輸出基頻電壓參考值與接收3次諧波調(diào)制波，基頻電壓參考波與3次諧波調(diào)制波進行疊加形成串聯(lián)側(cè)變流器的串聯(lián)側(cè)閥控層中PWM調(diào)制的調(diào)制波；串聯(lián)側(cè)變流器的分層控制具體實施步驟如下：

S21、串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層處理來自調(diào)度中心的信號，向串聯(lián)側(cè)變流器層(下一控制層)提供控制參數(shù)，包括：串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref；

S22、串聯(lián)側(cè)變流器層經(jīng)通信信道接收來自串聯(lián)側(cè)系統(tǒng)層(上一控制層)的控制參數(shù)，包括串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref，以及自身檢測到的串聯(lián)側(cè)直流電容電壓實際值U_sedc、串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率實際值P_se、無功功率實際值Q_se、三次諧波電流實際值i_se3、基頻電流實際值i_se1，將串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率指令值P_seref、無功功率指令值Q_seref、對應(yīng)的串聯(lián)側(cè)向交流系統(tǒng)補償有功功率實際值P_se、無功功率實際值Q_se以及基頻電流實際值i_se1輸入電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制模塊中經(jīng)解耦控制與單相Park反變換轉(zhuǎn)換為基頻交流電壓調(diào)制波u_se1ref，同樣，將串聯(lián)側(cè)直流電容電壓指令值U_sedcref、串聯(lián)側(cè)直流電容電壓實際值U_sedc與三次諧波電流實際值i_se3輸入功率外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制模塊，經(jīng)解耦控制與單相Park反變換轉(zhuǎn)換為3次諧波調(diào)制波u_se3ref，基頻交流電壓調(diào)制波u_se1ref與3次諧波調(diào)制波u_se3ref疊加起來形成統(tǒng)一的調(diào)制波，送入串聯(lián)側(cè)閥控層，如圖8中串聯(lián)側(cè)變流器的串聯(lián)側(cè)變流器層部分示意圖所示；

S23、串聯(lián)側(cè)閥控層根據(jù)串聯(lián)側(cè)變流器層輸入的調(diào)制波，經(jīng)PWM調(diào)制，生成串聯(lián)側(cè)變流器開關(guān)管通斷信號，進而實現(xiàn)串聯(lián)側(cè)變流器吸收3次諧波有功功率維持其直流電容電壓恒定，同時，發(fā)出基頻功率來調(diào)節(jié)線路潮流，如圖8中串聯(lián)側(cè)變流器的串聯(lián)側(cè)閥控層部分示意圖所示。

以上給出了本發(fā)明涉及的具體實施方法，但本發(fā)明不局限于所描述的實施方法。在本發(fā)明給出的思路下，采用對本領(lǐng)域技術(shù)人員而言容易想到的方式對上述拓撲結(jié)構(gòu)與控制方法進行變換、替換、修改，并且起到作用與本發(fā)明中的相應(yīng)技術(shù)手段基本相同、實現(xiàn)的發(fā)明目的也基本相同，這樣形成的技術(shù)方案是對上述實施例進行微調(diào)形成的，此種方案仍落入本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。