本發(fā)明涉及一種兩級DC/DC變換器的雙環(huán)控制方法，尤其是一種基于BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的雙環(huán)定頻控制方法。

背景技術(shù)：

DC/DC變換器在工業(yè)領(lǐng)域中有著廣泛的應(yīng)用，如電動(dòng)汽車車載充電機(jī)，LED的驅(qū)動(dòng)，新能源發(fā)電的直流匯聚系統(tǒng)等。軟開關(guān)技術(shù)在DC/DC變換器中被廣泛使用，在ZVS和ZCS模式下它可以減小開關(guān)損耗和EMI的干擾。

LLC諧振變換器軟開關(guān)技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)初級開關(guān)管的ZVS，次級二極管的ZCS。它的開關(guān)頻率相對于傳統(tǒng)軟開關(guān)技術(shù)更高，在保證效率的情況下可以明顯提高變換器的功率密度。但當(dāng)LLC變換器輸入電壓變化范圍較大時(shí)會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管開關(guān)頻率波動(dòng)較大，不利于磁性元件的設(shè)計(jì)和電磁干擾的減小。而兩級DC/DC變換器可以很好的解決上述問題，成為了研究的熱點(diǎn)。

為此，人們做出了各種努力，文獻(xiàn)“An improved wide input vol tage buck-boost+LLC cascaded converter[J]”，Sun X,Qiu J,Li X,《IEEE Energy Convers ion Congress and Exposi tion》,2015:1473-1478(“一種改進(jìn)寬輸入電壓范圍的buck-boost+LLC級聯(lián)型變換器”，《IEEE電能轉(zhuǎn)化會(huì)議》，2015年1473-1478頁)使用了Boost與LLC級聯(lián)的DC/DC變換器，通過調(diào)節(jié)前級Boost變換器的占空比來達(dá)到調(diào)節(jié)變換器輸出的目的，但前級采用Boost升壓變換器不利于后級LLC變換器MOS管的選取。

文獻(xiàn)“Boost-LLC高效率DC/DC變換器[J]”,施玉祥,柳緒丹,鄧成，《電力電子技術(shù)》，2010,44(8):24-26，使用了BUCK-Boost與LLC級聯(lián)的變換器，并使用移相控制策略，來保證LLC在全負(fù)載范圍可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)復(fù)雜，所需元器件數(shù)量多，成本高。

文獻(xiàn)“Improved Power Qual ity Buck-Boost Converter fed LLC Resonant Converter for Induction Heater”，Bhim Singh,Rahul Pandey，《2016IEEE6th Internat ional Conference on Power Systems(ICPS)》，IEEE,2016:1-6(“帶有LLC諧振變換器的用于改進(jìn)電源質(zhì)量的buck-Boost變換器在電熱感應(yīng)上應(yīng)用”，《2016年IEEE第六屆國際電力系統(tǒng)會(huì)議(ICPS)》，2016年1到6頁)。針對前級Buck-Boost變換器和后級LLC變換器采用了分開獨(dú)立控制的方法，不利于整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，抗干擾能力不強(qiáng)。

文獻(xiàn)“Buck+半橋LLC倍壓諧振兩級式DC/DC變換器”，張晉瑋，周東方，李建兵，鄭陽勇，《信息工程大學(xué)報(bào)》，2012.06.009。針對兩級DC/DC變換器采用了單環(huán)控制方法，系統(tǒng)響應(yīng)速度慢，抗干擾能力也沒有得到提高。

綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)均未能同時(shí)解決兩級DC/DC變換器的以下問題：

1、兩級DC/DC變換器系統(tǒng)穩(wěn)定性差，抗外界干擾能力弱。

2、控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)復(fù)雜，不利于在實(shí)際中的工程應(yīng)用。

3、兩級DC/DC變換器輸入電壓調(diào)節(jié)范圍窄，不利于應(yīng)用在寬電壓輸入范圍。

4、控制系統(tǒng)響應(yīng)速度慢，不利于輸出電壓的快速響應(yīng)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題為克服上述各種技術(shù)方案的局限性，針對BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的控制策略，采用雙環(huán)定頻控制策略，其控制性能相對于傳統(tǒng)的單環(huán)控制策略動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度更快，穩(wěn)態(tài)性能更好。采用這種控制方法兩級DC/DC變換器輸入電壓范圍較寬，抗負(fù)載擾動(dòng)能力較強(qiáng)，具有一定的工程應(yīng)用價(jià)值。

為解決本發(fā)明的技術(shù)問題，本發(fā)明提供了一種基于BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的雙環(huán)定頻控制方法。

本發(fā)明所涉及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為兩級結(jié)構(gòu)，前級BUCK變換器包括直流輸入電壓V_in、開關(guān)管S1、開關(guān)管S2，電感L_BUCK、輸出電容C_in；后級LLC變換器包括開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4、諧振電感L_r、諧振電容C_r、高頻變壓器T、二極管D_R1、二極管D_R2、輸出電容C₀、輸出負(fù)載電阻R₀；

開關(guān)管S1的集電極連接輸入電壓V_in的正極，開關(guān)管S2的集電極連接開關(guān)管S1的發(fā)射極，開關(guān)管S2的發(fā)射極連接直流輸入電壓V_in的負(fù)極，BUCK變換器的電感L_BUCK一端連接開關(guān)管S1的發(fā)射極與開關(guān)管S2集電極的交點(diǎn)，另一端連接BUCK變換器的輸出電容C_in的正極，BUCK變換器的輸出電容C_in的負(fù)極連接輸入電壓V_in負(fù)極與開關(guān)管S2發(fā)射極的交點(diǎn)；

LLC變換器開關(guān)管Q1和Q3首尾串聯(lián)，即開關(guān)管Q1的集電極連接LLC變換器輸入電容C_in的正極，開關(guān)管Q3的集電極連接開關(guān)管Q1的發(fā)射極，開關(guān)管Q3的發(fā)射極連接BUCK變換器的輸出電容C_in的負(fù)極；LLC變換器開關(guān)管Q2和Q4首尾串聯(lián)，即開關(guān)管Q2的集電極連接BUCK變換器的輸出電容C_in的正極，開關(guān)管Q2的發(fā)射極連接開關(guān)管Q4的集電極，開關(guān)管Q4的發(fā)射極連接LLC變換器輸入電容C_in的負(fù)極；開關(guān)管Q1發(fā)射極與開關(guān)管Q3集電極的交點(diǎn)引出作為A點(diǎn)，開關(guān)管Q2發(fā)射極與開關(guān)管Q4集電極的交點(diǎn)引出作為B點(diǎn)；LLC變換器的諧振電感L_r一端連接A點(diǎn)，另一端連接高頻變壓器T邊的原邊正極，高頻變壓器T原邊的負(fù)極連接LLC變換器諧振電容C_r的一端，LLC變換器諧振電容C_r的另一端連接B點(diǎn)；高頻變壓器T副邊帶有中心抽頭，中心抽頭連接LLC輸出電容C₀的負(fù)極，高頻變壓器T副邊正極連接二極管D_R1的正極，高頻變壓器T副邊負(fù)極連接二極管D_R2的正極，二極管D_R1的負(fù)極與二極管D_R2的負(fù)極相連；二極管D_R1負(fù)極與二極管D_R2負(fù)極的交點(diǎn)連接LLC變換器輸出電容C₀的正極；負(fù)載電阻R₀正極連接LLC變換器輸出電容C₀的正極，負(fù)載電阻R₀負(fù)極接LLC變換器輸出電容C₀的負(fù)極；負(fù)載電阻兩端的電壓U₀為LLC變換器的輸出電壓；

本控制方法包括對BUCK-LLC兩級DC/DC變換器輸出電壓和BUCK變換器電感電流的采樣，主要步驟如下：

步驟1，計(jì)算LLC變換器諧振電感和諧振電容的諧振頻率f_r，其表達(dá)式如下：

其中，L_r為LLC變換器的諧振電感，C_r為LLC變換器的諧振電容；

步驟2，設(shè)定LLC變換器開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4的開關(guān)頻率fs為步驟1得到的諧振頻率f_r，，利用差分電路采集BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的輸出電壓U₀，利用電流傳感器采集BUCK變換器電感電流i_BUCK；

步驟3，將步驟2得到的兩級DC/DC變換器的輸出電壓U₀與給定的兩級DC/DC變換器的輸出電壓參考值U_0-ref相減得到電壓調(diào)節(jié)誤差errV，將電壓調(diào)節(jié)誤差errV經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到BUCK變換器電感電流i_BUCK的參考信號i_BUCK-ref，

errV＝U₀-U_{0_ref}

i_{BUCK_ref}＝Kpv·errV+Kiv·∫errVdt

其中Kpv為電壓誤差PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，Kiv為電壓誤差PI調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，t為積分時(shí)間。

步驟4，先將步驟3得到的BUCK變換器電感電流i_BUCK的參考信號i_BUCK-ref與步驟2采樣得到的BUCK變換器電感電流i_BUCK進(jìn)行相減得到電流調(diào)節(jié)誤差errI，然后將電流調(diào)節(jié)誤差errI經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器，對PI調(diào)節(jié)器輸出信號限幅后得到BUCK變換器開關(guān)管驅(qū)動(dòng)的調(diào)制波信號temp，

errI＝i_BUCK-i_{BUCK_ref}

temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt

其中Kpi為電流誤差PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，Kii為電流誤差PI調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，t為積分時(shí)間；

步驟5，將步驟4得到的調(diào)制波信號temp與三角波載波進(jìn)行比較，當(dāng)調(diào)制波信號幅值大于三角載波幅值時(shí)輸出高電平，當(dāng)調(diào)制波信號幅值小于三角載波幅值時(shí)輸出低電平，當(dāng)調(diào)制波信號幅值等于三角載波幅值時(shí)輸出電平保持不變，由此可以得到BUCK變換器開關(guān)管S1和開關(guān)管S2的驅(qū)動(dòng)信號EPWM1和EPWM2。

優(yōu)選地，步驟2中的LLC變換器的開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4為固定頻率和占空比的開環(huán)控制。

優(yōu)選地，步驟5中的BUCK變換器驅(qū)動(dòng)信號EPWM1和EPWM2互補(bǔ)，即BUCK變換器開關(guān)管S1和S2互補(bǔ)導(dǎo)通。

優(yōu)選地，步驟5中三角載波的頻率為BUCK變換器開關(guān)頻率，三角載波幅值為BUCK變換器直流輸入電壓V_in。

本發(fā)明相對于現(xiàn)有技術(shù)的有益效果是：

1、LLC諧振變換器開關(guān)頻率固定，磁芯元件設(shè)計(jì)較為容易。

2、LLC諧振變換器工作在諧振頻率處，工作效率較高。

3、雙環(huán)定頻控制方法使得變換器響應(yīng)速度更快，穩(wěn)定性更好。

4、LLC在諧振頻率處，其增益不受負(fù)載變化的影響，抗負(fù)載擾動(dòng)能力更強(qiáng)。

5、BUCK-LLC兩級DC/DC變換器允許的電壓輸入范圍更寬。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的BUCK-LLC兩級DC-DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2是本發(fā)明針對BUCK-LLC兩級DC-DC變換器采用的雙環(huán)控制框圖。

圖3是本發(fā)明中LLC諧振變換器開關(guān)管Q1兩端電壓u_ds和u_gs的仿真波形。

圖4是本發(fā)明中LLC諧振變換器A、B兩點(diǎn)間的電壓u_AB的仿真波形。

圖5是本發(fā)明中LLC諧振變換器諧振電感L_r的電流i_Lr和流過變壓器T勵(lì)磁電感電流i_Lm的仿真波形。

圖6是本發(fā)明中當(dāng)輸入電壓為60V時(shí)，BUCK變換器開關(guān)管S1和S2兩端的驅(qū)動(dòng)電壓u_gs仿真波形。

圖7是本發(fā)明中當(dāng)輸入電壓為60V時(shí)，BUCK-LLC兩級變換器輸出電壓U₀的仿真波形

圖8是本發(fā)明中當(dāng)輸入電壓為30V時(shí)，BUCK變換器開關(guān)管S1和S2兩端的驅(qū)動(dòng)電壓u_gs仿真波形。

圖9是本發(fā)明中當(dāng)輸入電壓為30V時(shí)，BUCK-LLC兩級變換器輸出電壓U₀的仿真波形

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的描述。

圖1為本發(fā)明的電路拓?fù)鋱D，由該圖可見，本發(fā)明所涉及電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為兩級結(jié)構(gòu)，前級BUCK變換器包括直流輸入電壓V_in、開關(guān)管S1、開關(guān)管S2，電感L_BUCK、輸出電容C_in；后級LLC變換器包括開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4、諧振電感L_r、諧振電容C_r、高頻變壓器T、二極管D_R1、二極管D_R2、輸出電容C₀、輸出負(fù)載電阻R₀。

開關(guān)管S1的集電極連接輸入電壓V_in的正極，開關(guān)管S2的集電極連接開關(guān)管S1的發(fā)射極，開關(guān)管S2的發(fā)射極連接直流輸入電壓V_in的負(fù)極，BUCK變換器的電感L_BUCK一端連接開關(guān)管S1的發(fā)射極與開關(guān)管S2集電極的交點(diǎn)，另一端連接BUCK變換器的輸出電容C_in的正極，BUCK變換器的輸出電容C_in的負(fù)極連接輸入電壓V_in負(fù)極與開關(guān)管S2發(fā)射極的交點(diǎn)；LLC變換器開關(guān)管Q1和Q3首尾串聯(lián)，即開關(guān)管Q1的集電極連接LLC變換器輸入電容C_in的正極，開關(guān)管Q3的集電極連接開關(guān)管Q1的發(fā)射極，開關(guān)管Q3的發(fā)射極連接BUCK變換器的輸出電容C_in的負(fù)極；LLC變換器開關(guān)管Q2和Q4首尾串聯(lián)，即開關(guān)管Q2的集電極連接BUCK變換器的輸出電容C_in的正極，開關(guān)管Q2的發(fā)射極連接開關(guān)管Q4的集電極，開關(guān)管Q4的發(fā)射極連接LLC變換器輸入電容C_in的負(fù)極；開關(guān)管Q1發(fā)射極與開關(guān)管Q3集電極的交點(diǎn)引出作為A點(diǎn)，開關(guān)管Q2發(fā)射極與開關(guān)管Q4集電極的交點(diǎn)引出作為B點(diǎn)；LLC變換器的諧振電感L_r一端連接A點(diǎn)，另一端連接高頻變壓器T邊的原邊正極，高頻變壓器T原邊的負(fù)極連接LLC變換器諧振電容C_r的一端，LLC變換器諧振電容C_r的另一端連接B點(diǎn)；高頻變壓器T副邊帶有中心抽頭，中心抽頭連接LLC輸出電容C₀的負(fù)極，高頻變壓器T副邊正極連接二極管D_R1的正極，高頻變壓器T副邊負(fù)極連接二極管D_R2的正極，二極管D_R1的負(fù)極與二極管D_R2的負(fù)極相連；二極管D_R1負(fù)極與二極管D_R2負(fù)極的交點(diǎn)連接LLC變換器輸出電容C₀的正極；負(fù)載電阻R₀正極連接LLC變換器輸出電容C₀的正極，負(fù)載電阻R₀負(fù)極接LLC變換器輸出電容C₀的負(fù)極；負(fù)載電阻兩端的電壓U₀為LLC變換器的輸出電壓。

本發(fā)明實(shí)施時(shí)的有關(guān)PSIM仿真軟件電氣參數(shù)設(shè)置如下：BUCK變換器直流輸入電壓V_in為60V，BUCK變換器電感L_BUCK為1.5mH，BUCK變換器開關(guān)頻率20KHz。LLC變換器諧振電感L_r為10uH，LLC變換器諧振電容C_r為220nF，LLC變換器開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4開關(guān)頻率為70KHz，占空比為50％，變壓器變比為3:1:1。

本發(fā)明的控制方法包括對BUCK-LLC兩級DC/DC變換器輸出電壓和BUCK變換器電感電流的采樣，主要步驟如下：

步驟1，計(jì)算LLC變換器諧振電感和諧振電容的諧振頻率f_r，其表達(dá)式如下：

其中，L_r為LLC變換器的諧振電感，C_r為LLC變換器的諧振電容。

步驟2，設(shè)定LLC變換器的開關(guān)管Q1、開關(guān)管Q2、開關(guān)管Q3、開關(guān)管Q4為固定頻率和占空比的開環(huán)控制，開關(guān)頻率fs為諧振頻率f_r。如圖2所示，在本發(fā)明中開關(guān)管開關(guān)頻率為100KHz，占空比為50％。利用差分電路采集BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的輸出電壓U₀，利用電流傳感器采集BUCK變換器電感電流i_BUCK。

步驟3，將步驟2得到的兩級DC/DC變換器的輸出電壓U₀與給定的兩級DC/DC變換器的輸出電壓參考值U_0-ref相減得到電壓調(diào)節(jié)誤差errV，將電壓調(diào)節(jié)誤差errV經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到BUCK變換器電感電流i_BUCK的參考信號i_BUCK-ref，具體表達(dá)式如下：

errV＝U₀-U_{0_ref}

i_{BUCK_ref}＝Kpv·errV+Kiv·∫errVdt

其中Kpv為電壓誤差PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，在本實(shí)施中為0.5；Kiv為電壓誤差PI調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，在本實(shí)施中為0.01；t為積分時(shí)間。

步驟4，先將步驟3得到的BUCK變換器電感電流i_BUCK的參考信號i_BUCK-ref與步驟2采樣得到的BUCK變換器電感電流i_BUCK進(jìn)行相減得到電流調(diào)節(jié)誤差errI，然后將電流調(diào)節(jié)誤差errI經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器，對PI調(diào)節(jié)器輸出信號限幅后得到BUCK變換器開關(guān)管驅(qū)動(dòng)的調(diào)制波信號temp，具體表達(dá)式如下：

errI＝i_BUCK-i_{BUCK_ref}

temp＝Kpi·errI+Kii·∫errIdt

其中Kpi為電流誤差PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，在本發(fā)明中為23.674；Kii為電流誤差PI調(diào)節(jié)器的積分系數(shù)，在本發(fā)明中為2.26064。

步驟5，設(shè)定BUCK變換器驅(qū)動(dòng)信號EPWM1和EPWM2互補(bǔ)，即BUCK變換器開關(guān)管S1和開關(guān)管S2互補(bǔ)導(dǎo)通，將步驟4得到的調(diào)制波信號temp與三角波載波進(jìn)行比較，當(dāng)調(diào)制波信號幅值大于三角載波幅值時(shí)輸出高電平，當(dāng)調(diào)制波信號幅值小于三角載波幅值時(shí)輸出低電平，當(dāng)調(diào)制波信號幅值等于三角載波幅值時(shí)輸出電平保持不變，由此可以得到BUCK變換器開關(guān)管S1和開關(guān)管S2的驅(qū)動(dòng)信號EPWM1和EPWM2。

在本實(shí)施例中，三角載波的頻率為BUCK變換器開關(guān)頻率，本實(shí)施例中為20KHz。三角載波的幅值為BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的輸入電壓，即BUCK變換器直流輸入電壓V_in，在本發(fā)明中為60V。

圖3為LLC變換器開關(guān)管Q1電壓u_ds和u_gs的仿真波形波形,從圖中可以看出開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓u_gs和開關(guān)管兩端的電壓u_ds沒有交叉，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)的功能。圖4中u_AB為LLC變換器逆變輸出的方波電壓。從圖5中LLC變換器勵(lì)磁電流和諧振電流可以看出LLC變換器工作于諧振電感和諧振電容兩元件諧振頻率處。圖6、7、8、9中可以看出當(dāng)輸入電壓由60V降到30V時(shí)，通過調(diào)節(jié)BUCK變換器開關(guān)管的占空比，依然可以使得BUCK-LLC兩級DC/DC變換器的輸出電壓保持穩(wěn)定，由實(shí)驗(yàn)圖可以看出本發(fā)明提出的BUCK-LLC兩級DC/DC變換器控制方法具有較寬的輸入電壓調(diào)節(jié)能力。