相關(guān)專利申請(qǐng)的交叉引用

本申請(qǐng)要求2016年2月2日提交的美國臨時(shí)申請(qǐng)no.62/290,160的權(quán)益，該申請(qǐng)全文以引用方式并入本文。

背景技術(shù)：

1.技術(shù)領(lǐng)域

本發(fā)明整體涉及電路，并且更具體地但不唯一地涉及反激式變換器。

2.背景技術(shù)說明

反激式變換器是一種升降壓變換器，其中輸出電感器被拆分，以形成變壓器。在反激式變換器中，使初級(jí)側(cè)開關(guān)閉合，從而將變壓器的初級(jí)繞組連接至輸入電壓源。閉合初級(jí)側(cè)開關(guān)增加了初級(jí)電流和磁通量，將能量存儲(chǔ)于變壓器中，并且在變壓器的次級(jí)繞組上感生出電流。次級(jí)繞組上的感應(yīng)電流具有將二極管整流器置于反向偏置當(dāng)中以阻斷對(duì)輸出電容器的充電的極性。當(dāng)初級(jí)側(cè)開關(guān)斷開時(shí)，初級(jí)電流和磁通量下降，并且次級(jí)繞組上的產(chǎn)生感應(yīng)電流改變極性，從而對(duì)二極管整流器正向偏置并且允許對(duì)輸出電容器充電，以生成dc輸出電壓。

許多反激式變換器采用二極管整流器，以生成dc輸出電壓。二極管整流器的導(dǎo)電損耗對(duì)總功率損耗具有顯著影響，尤其是在低壓、大電流變換器應(yīng)用當(dāng)中。二極管整流器的導(dǎo)電損耗是由其正向壓降和正向傳導(dǎo)電流的乘積給定的。通過使用作為同步整流器運(yùn)行的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(mosfet)代替二極管整流器，能夠降低等效正向壓降，并且由此能夠減少導(dǎo)電損耗。然而，與二極管整流器不同，同步整流器的導(dǎo)電必須由另一個(gè)電路，例如同步整流器驅(qū)動(dòng)器主動(dòng)控制。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

在一個(gè)實(shí)施方案中，一種反激式變換器包括控制變壓器的初級(jí)側(cè)上的電流傳導(dǎo)的初級(jí)側(cè)開關(guān)和處于該變壓器的次級(jí)側(cè)上的同步整流器。同步整流器驅(qū)動(dòng)器通過自適應(yīng)地調(diào)節(jié)同步整流器的關(guān)閉閾值來控制同步整流器的導(dǎo)電。

對(duì)于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在閱讀包括附圖和權(quán)利要求書在內(nèi)的本公開的全部內(nèi)容之后，本發(fā)明的這些和其他特征將顯而易見。

附圖說明

圖1示出了可利用本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器的示意圖。

圖2示出了可利用本發(fā)明實(shí)施方案的同步整流器的示意圖。

圖3示出了雜散電感如何影響同步整流器的瞬時(shí)漏極至源極電壓。

圖4示出了同步整流器的漏極至源極導(dǎo)通電阻(rdson)如何影響同步整流器的體二極管的導(dǎo)電。

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器的示意圖。

圖6示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的同步整流器(sr)驅(qū)動(dòng)器的示意圖。

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的sr驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)的波形。

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊的示意圖。

圖9示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的圖8的死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊中的升/降計(jì)數(shù)器的時(shí)鐘輸入。

圖10示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的sr驅(qū)動(dòng)器的示意圖。

圖11和圖12示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器的信號(hào)的波形。

圖13和圖14示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的與體二極管導(dǎo)電有關(guān)的sr驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)的波形。

圖15和圖16示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器的信號(hào)的波形。

在不同附圖中使用相同的附圖標(biāo)記表示相同或相似的部件。

具體實(shí)施方式

在本公開中，提供了諸如電路、部件和方法的示例之類的很多具體細(xì)節(jié)，以便提供對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方案的透徹理解。但是，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，可以在無需這些具體細(xì)節(jié)中的一個(gè)或多個(gè)的情況下來實(shí)踐本發(fā)明。在其他情況下，那些眾所周知的細(xì)節(jié)沒有示出或描述以避免模糊本發(fā)明的各個(gè)方面。

圖1示出了可利用本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器的示意圖。在圖1的示例中，反激式變換器包括初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr、同步整流器qsr、變壓器t1和輸出電容器cout。在一個(gè)實(shí)施方案中，初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr和同步整流器qsr包括mosfet。

當(dāng)初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr被接通時(shí)，變壓器t1的初級(jí)繞組連接至輸入電壓源極vin，從而使得漏極至源極電流ids流過該初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr和該初級(jí)繞組。當(dāng)初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr被關(guān)斷時(shí)，存儲(chǔ)于初級(jí)繞組中的能量被釋放到變壓器t1的次級(jí)繞組。這導(dǎo)通了同步整流器qsr的體二極管，從而使得同步整流器電流isr流過變壓器t1的次級(jí)繞組，以對(duì)輸出電容器cout進(jìn)行充電。在體二極管導(dǎo)電開始時(shí)，同步整流器qsr開啟，從而通過提供與其體二極管并聯(lián)的低阻抗電流路徑來使得同步整流器qsr上的正向壓降最小化。

可通過使體二極管導(dǎo)電降至最低并充分利用同步整流器qsr的溝道的低阻抗來使得使用同步整流器qsr所帶來的效率改進(jìn)最大化。然而，同步整流器qsr的遲關(guān)閉可導(dǎo)致同步整流器電流逆變，這將導(dǎo)致嚴(yán)重的開關(guān)噪聲并且可能導(dǎo)致初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr與同步整流器qsr之間的跨導(dǎo)。因此，同步整流器qsr的體二極管的導(dǎo)電時(shí)間應(yīng)當(dāng)縮至最短。

圖2示出了同步整流器qsr的示意圖。當(dāng)同步整流器qsr被開啟時(shí)，因?yàn)閙osfet具有恒定阻抗特性(rdson)，所以同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds.sr與同步整流器電流isr成比例。因此，可通過在同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds.sr超過關(guān)閉閾值(vth.off)時(shí)關(guān)閉同步整流器qsr來實(shí)現(xiàn)它的體二極管d.body的極短導(dǎo)電。然而，由于雜散電感的原因，基于同步整流器qsr的瞬時(shí)漏極至源極電壓vds.sr確定該同步整流器qsr的合適的關(guān)閉瞬間是具有挑戰(zhàn)性的。更具體地講，同步整流器qsr可能在其漏極上具有雜散電感l(wèi)stray，這使得偏移電壓(voffset)被添加到其漏極至源極電壓vds.sr上。更糟糕的是，雜散電感l(wèi)stray根據(jù)同步整流器qsr的封裝類型而變化。例如，對(duì)于t0-220封裝類型，雜散電感l(wèi)stray可為9000ph，對(duì)于d2pak封裝類型可為5000ph，對(duì)于ipak封裝類型可為4000ph，對(duì)于dpak封裝類型可為3000ph，并且對(duì)于s08封裝類型可為1000ph。

圖3示出了雜散電感如何影響同步整流器的瞬時(shí)漏極至源極電壓。圖3示出了同步整流器電流isr的波形(參見151)、同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見152)、同步整流器的關(guān)閉閾值(參見153)、具有雜散電容的同步整流器的實(shí)際漏極至源極電壓(參見154)以及不具有雜散電容的同步整流器的理想漏極至源極電壓(參見155)。如圖3所示，由于通過雜散電感引入的偏移電壓(參見156)，同步整流器的實(shí)際漏極至源極電壓與理想漏極至源極電壓存在差異。就固定的關(guān)閉閾值而言，這可導(dǎo)致同步整流器被關(guān)閉得比預(yù)期早。

圖4示出了同步整流器的漏極至源極導(dǎo)通電阻(rdson)如何影響同步整流器的體二極管的導(dǎo)電。圖4示出了同步整流器電流isr(參見161)、同步整流器的關(guān)閉閾值vth.off(參見162)、具有小rdson的同步整流器的漏極至源極電壓vds(參見163)、具有大rdson的同步整流器的漏極至源極電壓vds(參見164)、具有小rdson的同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見165)以及具有大rdson的同步整流器的柵極至源極電壓vgs(參見166)。一般而言，基于漏極至源極電壓確定具有固定關(guān)閉閾值的同步整流器的關(guān)閉瞬間不能保證同步整流器以最低體二極管導(dǎo)電適當(dāng)運(yùn)行。如圖4所示，就固定關(guān)閉閾值而言，體二極管導(dǎo)電隨著同步整流器的漏極至源極導(dǎo)通電阻而改變。

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器400的示意圖。圖5的反激式變換器400與添加了同步整流器(sr)驅(qū)動(dòng)器800的圖1的反激式變換器相同。反激式變換器400的其他部件如參考圖1所述。

圖6示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的sr驅(qū)動(dòng)器800的示意圖。sr驅(qū)動(dòng)器800可被實(shí)現(xiàn)為包括drain引腳和gate引腳的集成電路(ic)。drain引腳被連接至同步整流器qsr的漏極，并且gate引腳被連接至同步整流器qsr的柵極。值得注意的是，因?yàn)閐rain引腳通過調(diào)制電阻器rmod連接至同步整流器qsr的漏極，所以drain引腳上的電壓vdrain未必一定與同步整流器qsr的漏極上的漏極至源極電壓vds.sr相同。

在圖6的示例中，sr驅(qū)動(dòng)器800包括死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801、比較器802和803以及觸發(fā)器804。比較器802將drain引腳上的電壓vdrain和開始閾值vth.on(例如，-200mv)進(jìn)行比較以檢測體二極管導(dǎo)電的開始。當(dāng)同步整流器qsr的體二極管開始導(dǎo)電時(shí)，drain引腳上的電壓變得小于開始閾值vth.on，從而對(duì)觸發(fā)器804置位并且使gate引腳上的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)生效，以開啟同步整流器qsr。這有利地通過經(jīng)由同步整流器qsr的溝道而非體二極管進(jìn)行導(dǎo)電來使得功率損耗最小化。

在圖6的示例中，比較器803將drain引腳上的電壓vdrain和關(guān)閉閾值vth.off(例如，0v)進(jìn)行比較，以檢測同步整流器電流isr的過零。當(dāng)同步整流器電流isr過零時(shí)，drain引腳上的電壓vdrain變得比關(guān)閉閾值vth.off大，從而使觸發(fā)器804復(fù)位并且使gate引腳上的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)失效，以關(guān)閉同步整流器qsr。

圖7示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的圖6的sr驅(qū)動(dòng)器800的信號(hào)的波形。圖7示出了由drain引腳上的電壓vdrain(參見813)與同步整流器qsr的漏極上的漏極至源極電壓vds.sr(參見814)之間的差所帶來的偏移電壓voffset(參見819)。在使同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs(參見817)生效時(shí)，同步整流器qsr開啟并且同步整流器電流isr減小(參見818)。當(dāng)drain引腳上的電壓vdrain升高到關(guān)閉閾值vth.off(參見812)以上時(shí)，使柵極至源極電壓vgs失效，以關(guān)閉同步整流器qsr。

在圖7的示例中，當(dāng)drain引腳上的漏極電壓vdrain升高到高閾值vth.hgh(參見811；例如，0.5v)以上時(shí)，獲得sr_cond_n信號(hào)(參見816)，所述sr_cond_n信號(hào)用于檢測體二極管導(dǎo)電結(jié)束以及體二極管受到了反向偏置?？捎蓅r驅(qū)動(dòng)器800使用比較器(例如，參見圖10，比較器851)將drain引腳上的電壓vdrain與高閾值vth.hgh進(jìn)行比較而生成指示體二極管反向偏置的sr_cond_n信號(hào)。死區(qū)時(shí)間(參見815)可被定義為從gate引腳上的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的下降沿到sr_cond_n信號(hào)的上升沿的持續(xù)時(shí)間。一般來講，死區(qū)時(shí)間是介于同步整流器qsr的關(guān)閉與體二極管導(dǎo)電的結(jié)束之間的時(shí)段。

繼續(xù)參見圖6，死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801可包括自適應(yīng)電流源。在一個(gè)實(shí)施方案中，通過對(duì)調(diào)制電流imod進(jìn)行調(diào)制，自適應(yīng)電流源使死區(qū)時(shí)間保持在目標(biāo)死區(qū)時(shí)間(例如，200ns)左右。可使用(例如)4位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac)實(shí)現(xiàn)所述電流源，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器使調(diào)制電流以8μa步長在0μa至120μa之間變化。這產(chǎn)生了經(jīng)調(diào)制的偏置電壓voffset范圍，可使用連接于同步整流器qsr的漏極與sr驅(qū)動(dòng)器800的drain引腳之間的外部電阻器rmod對(duì)所述偏置電壓范圍進(jìn)行編程。

在示例運(yùn)行中，如果在前一個(gè)開關(guān)周期中測得死區(qū)時(shí)間比目標(biāo)死區(qū)時(shí)間短，那么在下一個(gè)開關(guān)周期中調(diào)制電流imod將增大一個(gè)步長。如果在前一個(gè)開關(guān)周期中測得死區(qū)時(shí)間比目標(biāo)死區(qū)時(shí)間長，那么在下一個(gè)開關(guān)周期中調(diào)制電流imod將減小一個(gè)步長。如果在前一個(gè)開關(guān)周期中測得死區(qū)時(shí)間比目標(biāo)死區(qū)時(shí)間短得多，那么在下一個(gè)開關(guān)周期中調(diào)制電流imod將增大三個(gè)步長。實(shí)際上，通過基于測得的死區(qū)時(shí)間調(diào)節(jié)調(diào)制電流imod，使關(guān)閉閾值適于補(bǔ)償任何偏移電壓，從而有利地允許測得的死區(qū)時(shí)間被保持在目標(biāo)死區(qū)時(shí)間左右。

圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801的示意圖。在圖8的示例中，sr_cond_n信號(hào)為升/降計(jì)數(shù)器u9計(jì)時(shí)。dacu7將升/降計(jì)數(shù)器u9的計(jì)數(shù)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)，所述模擬信號(hào)驅(qū)動(dòng)輸出調(diào)制電流imod的可變電流源電路850。

在圖8的示例中，死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801包括用于檢測反激式變換器400是在連續(xù)導(dǎo)電模式下還是在不連續(xù)導(dǎo)電模式下運(yùn)行的連續(xù)導(dǎo)電模式(ccm)檢測電路901。例如，在輕負(fù)載狀況期間，反激式變換器400可在不連續(xù)導(dǎo)電模式下運(yùn)行。死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801通過將同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs接收到觸發(fā)器u22中來檢測反激式變換器400的運(yùn)行模式。sr_cond_n信號(hào)為觸發(fā)器u22計(jì)時(shí)，以輸出連續(xù)導(dǎo)電模式檢測(ccmd)信號(hào)。在圖8的示例中，當(dāng)檢測到連續(xù)導(dǎo)電模式時(shí)，ccmd信號(hào)處于邏輯high(ccmd＝1)，并且當(dāng)檢測到不連續(xù)導(dǎo)電模式時(shí)，ccmd信號(hào)處于邏輯low(ccmd＝0)。ccmd信號(hào)通過邏輯門u16、u17、u5和u15選通為升/降計(jì)數(shù)器u9計(jì)時(shí)的sr_cond_n信號(hào)(參見反相器u3)。圖9示出了在連續(xù)導(dǎo)電模式(ccmd＝1)下和不連續(xù)導(dǎo)電模式(ccmd＝0)下輸入到升/降計(jì)數(shù)器u9的時(shí)鐘。

圖10示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的sr驅(qū)動(dòng)器800的示意圖。在圖10的示例中，sr驅(qū)動(dòng)器800包括用于連接至同步整流器qsr的漏極的drain引腳、用于連接至同步整流器qsr的源極的source引腳、用于連接至接地參考的gnd引腳、用于連接至同步整流器qsr的柵極的gate引腳、用于接收電源電壓的vdd引腳以及用于接收輸入電壓源的vin引腳。在圖10的示例中，比較器851將drain引腳上的電壓和高閾值vth.hgh進(jìn)行比較。當(dāng)drain引腳上的電壓升高到高閾值vth.hgh以上，從而指示體二極管導(dǎo)電的結(jié)束時(shí)，觸發(fā)器852被復(fù)位以使sr_cond信號(hào)失效，所述sr_cond信號(hào)是sr_cond_n信號(hào)(參見圖7，816)的補(bǔ)。

在圖10的示例中，比較器853接收從drain引腳和源極引腳檢測到的同步整流器qsr的漏極至源極vds電壓，以檢測體二極管導(dǎo)電的開始。比較器854還接收從drain引腳和source引腳檢測到的同步整流器qsr的漏極至源極vds電壓，以檢測該同步整流器的過零?？苫诜醇な阶儞Q器和同步整流器的具體細(xì)節(jié)對(duì)比較器853的負(fù)輸入節(jié)點(diǎn)上的開始閾值vth.on的電平和比較器854的正輸入節(jié)點(diǎn)上的關(guān)閉閾值vth.off的電平加以選擇。當(dāng)同步整流器qsr的體二極管開始導(dǎo)電時(shí)，對(duì)觸發(fā)器855計(jì)時(shí)以使gate引腳上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)生效，從而開啟同步整流器qsr。當(dāng)同步整流器電流被檢測到正在過零時(shí)，使觸發(fā)器855復(fù)位，以使gate引腳上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)失效，從而關(guān)閉同步整流器qsr。

在圖10的示例中，sr驅(qū)動(dòng)器800還包括用于取消同步整流器qsr的開啟的電路(參見856)、用于取消同步整流器qsr的關(guān)閉的電路(參見857)和用于使同步整流器qsr的開關(guān)操作與可選的“綠色”(即，能量效率)電路同步的電路(參見858)。如前所述，死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801對(duì)調(diào)制電流imod進(jìn)行調(diào)制以調(diào)節(jié)drain引腳上的偏移電壓，從而使死區(qū)時(shí)間保持在目標(biāo)死區(qū)時(shí)間左右。

圖11和圖12示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器400(參見圖5)的信號(hào)的波形。圖11和圖12從上到下示出了通過變壓器t1的初級(jí)繞組的電流(參見401)、同步整流器電流isr(參見402)、同步整流器qsr的柵極至源極電壓vgs(參見403)以及同步整流器qsr的漏極至源極電壓vds(參見404)。圖11示出了連續(xù)導(dǎo)電模式下的反激式變換器400的信號(hào)的波形，而圖12則示出了不連續(xù)導(dǎo)電模式下的反激式變換器400的信號(hào)的波形。通過調(diào)制偏移電壓，關(guān)閉閾值(參見405)受到了動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)以適用于不同的rdson和偏移電壓，從而實(shí)現(xiàn)與具有固定關(guān)閉閾值的反激式變換器相比更加穩(wěn)定的運(yùn)行。

圖13和圖14示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的分別與不連續(xù)導(dǎo)電模式和連續(xù)導(dǎo)電模式下的體二極管導(dǎo)電有關(guān)的sr驅(qū)動(dòng)器800(例如參見圖6)的信號(hào)的波形。圖13和圖14中的波形大致與圖7所示和先前討論那些相同，只是添加了標(biāo)記820以指示同步整流器qsr的體二極管的導(dǎo)電時(shí)間。

如圖13所示，當(dāng)實(shí)際體二極管導(dǎo)電時(shí)間(參見圖13，820)比目標(biāo)死區(qū)時(shí)間(參見圖13，815)短時(shí)，本發(fā)明的實(shí)施方案使得不連續(xù)導(dǎo)電模式下的體二極管導(dǎo)電時(shí)間降至最低。如圖14所示，當(dāng)實(shí)際體二極管導(dǎo)電時(shí)間(參見圖14，820)與目標(biāo)死區(qū)時(shí)間(參見圖14，815)相同時(shí)，本發(fā)明的實(shí)施方案將在連續(xù)導(dǎo)電模式下提供更高的抵御跨導(dǎo)的裕量。有利的是，本發(fā)明的實(shí)施方案因此可實(shí)現(xiàn)與常規(guī)反激式變換器相比短得多的目標(biāo)死區(qū)時(shí)間。

圖15和圖16示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方案的反激式變換器400(例如，參見圖5)的信號(hào)的波形。圖15和圖16示出了通過變壓器t1的初級(jí)繞組的電流(參見101)、由死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊801生成的調(diào)制電流imod(參見102)、與發(fā)送至同步整流器qsr的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)(參見104)有關(guān)的同步整流器電流isr(參見103)、與發(fā)送至同步整流器qsr的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)(參見106)有關(guān)的發(fā)送至初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)(參見105)以及同步整流器qsr的漏極至源極電壓(參見107)。

圖15示出了在從連續(xù)導(dǎo)電模式向不連續(xù)導(dǎo)電模式過渡期間反激式變換器400的信號(hào)的波形。注意，調(diào)制電流imod逐漸降低(對(duì)于每個(gè)開關(guān)周期，降低一個(gè)步長；參見圖15，102)，從而在從連續(xù)導(dǎo)電模式向不連續(xù)導(dǎo)電模式過渡期間找到合適的調(diào)制電流。圖16示出了在從不連續(xù)導(dǎo)電模式向連續(xù)導(dǎo)電模式過渡期間反激式變換器400的信號(hào)的波形。注意，在從不連續(xù)導(dǎo)電模式向連續(xù)導(dǎo)電模式的過渡中，調(diào)制電流imod快速增大(對(duì)于每個(gè)開關(guān)周期，增大三個(gè)步長；參見圖16，102)以防止初級(jí)側(cè)開關(guān)qpr與同步整流器qsr之間的跨導(dǎo)。

本發(fā)明的實(shí)施方案此外還至少包括以下權(quán)利要求：

10.一種同步整流器驅(qū)動(dòng)器，包括：

比較器電路，所述比較器電路將關(guān)閉閾值與同步整流器的漏極至源極電壓進(jìn)行比較，并且當(dāng)比較結(jié)果指示流過所述同步整流器和變壓器的次級(jí)繞組的同步整流器電流正在過零時(shí)關(guān)閉所述同步整流器；以及

死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊，所述死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊通過生成和調(diào)制改變所述同步整流器的節(jié)點(diǎn)上的偏移電壓的調(diào)制電流而調(diào)節(jié)所述關(guān)閉閾值。

11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的同步整流器驅(qū)動(dòng)器，其中所述偏移電壓處于所述同步整流器的漏極與所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的集成電路(ic)封裝的引腳之間。

12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的同步整流器驅(qū)動(dòng)器，還包括調(diào)制電阻器，所述調(diào)制電阻器連接于所述同步整流器的所述漏極與所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的所述ic封裝的所述引腳之間。

13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的同步整流器驅(qū)動(dòng)器，其中所述死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊基于在前一開關(guān)周期內(nèi)檢測到的從同步整流器被關(guān)閉時(shí)到同步整流器的體二極管停止導(dǎo)電時(shí)的死區(qū)時(shí)間調(diào)節(jié)關(guān)閉閾值。

14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的同步整流器驅(qū)動(dòng)器，其中所述死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊基于所述檢測到的死區(qū)時(shí)間與目標(biāo)死區(qū)時(shí)間之間的差調(diào)節(jié)所述調(diào)制電流。

15.根據(jù)權(quán)利要求10所述的同步整流器驅(qū)動(dòng)器，其中所述死區(qū)時(shí)間自調(diào)諧塊包括：

計(jì)數(shù)器；

數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac)，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器將所述計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)；以及

可變電流源電路，所述可變電流源電路將所述模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為所述調(diào)制電流。

16.一種運(yùn)行反激式變換器的方法，所述方法包括：

檢測同步整流器的關(guān)閉與所述同步整流器的體二極管的導(dǎo)電結(jié)束之間的死區(qū)時(shí)間，所述同步整流器被連接至所述反激式變換器的變壓器的次級(jí)繞組；

基于所述檢測到的死區(qū)時(shí)間調(diào)節(jié)關(guān)閉閾值；以及

響應(yīng)于檢測到所述同步整流器的漏極至源極電壓升高到所述關(guān)閉閾值以上而關(guān)閉所述同步整流器。

17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的方法，其中調(diào)節(jié)所述關(guān)閉閾值包括：

生成調(diào)制電流；

基于所述檢測到的死區(qū)時(shí)間與目標(biāo)死區(qū)時(shí)間之間的差改變所述調(diào)制電流；以及

使所述調(diào)制電流流至所述同步整流器的漏極以調(diào)節(jié)所述同步整流器的所述漏極與所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的節(jié)點(diǎn)之間的偏移電壓。

18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的所述節(jié)點(diǎn)是所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的集成電路(ic)封裝的引腳，并且所述調(diào)制電流流至所述同步整流器的所述漏極與所述同步整流器驅(qū)動(dòng)器的所述ic封裝的所述引腳之間的電阻器。

19.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中按照步長改變所述調(diào)制電流。

20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的方法，還包括：

根據(jù)所述檢測到的死區(qū)時(shí)間與所述目標(biāo)死區(qū)時(shí)間之間的差增加所述步長。

已經(jīng)公開了具有自調(diào)諧死區(qū)時(shí)間控制的反激式變換器的電路和方法。盡管已經(jīng)提供了本發(fā)明的具體實(shí)施方案，但應(yīng)當(dāng)理解，這些實(shí)施方案用于例示性目的而非限制性目的。對(duì)于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員而言，通過閱讀本公開內(nèi)容，許多額外的實(shí)施方案將是顯而易見的。