本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器電流控制的改進(jìn)重復(fù)控制器設(shè)計(jì)方法。

背景技術(shù)：

并網(wǎng)逆變器電流控制技術(shù)是并網(wǎng)逆變器的關(guān)鍵技術(shù)之一。常見的并網(wǎng)逆變器電流控制方法包括比例積分(PI)控制法和比例諧振(PR)控制法等。比例積分控制法能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)直流參考電流的快速精確跟蹤；比例諧振控制法能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)特定頻率下參考電流的快速精確跟蹤。然而，在某些應(yīng)用場(chǎng)合，如利用并網(wǎng)逆變器的剩余容量進(jìn)行諧波補(bǔ)償時(shí)，參考電流包含的諧波種類和含量將顯著提高，此時(shí)比例積分控制法與比例諧振控制法均無法實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的無靜差跟蹤。

基于內(nèi)模原理的重復(fù)控制器能夠在基頻及其整數(shù)倍頻率處提供高增益，即使在參考電流中的諧波種類及含量較為豐富的情況下，理論上仍能實(shí)現(xiàn)電流的無靜差控制，因此具有優(yōu)良的穩(wěn)態(tài)跟蹤性能。但傳統(tǒng)的重復(fù)控制器存在固有的延時(shí)環(huán)節(jié)，當(dāng)參考電流指令發(fā)生變化時(shí)，傳統(tǒng)重復(fù)控制器需要經(jīng)過一個(gè)控制周期才能進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)節(jié)，因此其動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能較差。文獻(xiàn)《Direct repetitive control of SPWM inverter for UPS purpose》^[1]采用參考信號(hào)前饋的方式實(shí)現(xiàn)了重復(fù)控制器的快速響應(yīng)，但是沒有分析前饋比例系數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。文獻(xiàn)《重復(fù)控制在并聯(lián)有源濾波器中的應(yīng)用》^[2]采用PI控制器與傳統(tǒng)重復(fù)控制器并聯(lián)的形式，使控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到大幅提升，但由于兩并聯(lián)控制器之間存在耦合，逆變器輸出波形沖擊大，控制系統(tǒng)穩(wěn)定裕度較低。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)上述問題，本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器電流控制的改進(jìn)重復(fù)控制器設(shè)計(jì)方法，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)逆變器輸出電流對(duì)參考電流的快速精確跟蹤，同時(shí)提升了控制系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

(1)確定并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的被控對(duì)象P(s)

電流控制環(huán)的被控對(duì)象包括三相半橋逆變電路及其出口濾波器，其在連續(xù)域下的表達(dá)式為

P(s)＝k_PWM·G_filter(s)

其中，k_PWM為等效于三相半橋逆變電路的常數(shù)增益，其值等于直流側(cè)電壓值的0.5倍，G_filter(s)為出口濾波器輸入到輸出的傳遞函數(shù)；

(2)確定并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的控制反饋量

將并網(wǎng)逆變器輸出電流i_a、i_b和i_c，這三相電流經(jīng)過Clarke變換后得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電流分量i_α和i_β，將i_α和i_β作為并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的控制反饋量；

(3)計(jì)算并網(wǎng)逆變器電流控制的誤差信號(hào)

參考電流i_αref和i_βref分別與反饋量i_α和i_β作差得到并網(wǎng)逆變器電流控制的誤差信號(hào)e_α和e_β，其中，參考電流i_αref和i_βref為給定的基波正弦電流；

(4)確定改進(jìn)重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)

改進(jìn)重復(fù)控制器的輸入為誤差信號(hào)e_x(x＝α,β)，輸出為調(diào)制信號(hào)i_xoutput(x＝α,β)，輸入到輸出的傳遞函數(shù)在離散域下的表達(dá)式為

其中，k_P為并聯(lián)比例控制器比例系數(shù)，z^-N為基波延遲單元，N為每基波周期采樣次數(shù)，z為離散域算子，Q(z)為一階低通濾波器，k為補(bǔ)償器比例系數(shù)，L(z)為二階低通濾波器，z^m為超期環(huán)節(jié)；

(5)設(shè)計(jì)改進(jìn)重復(fù)控制器參數(shù)，包括對(duì)并聯(lián)比例控制器比例系數(shù)k_P、一階低通濾波器Q(z)參數(shù)、補(bǔ)償器比例系數(shù)k、二階低通濾波器L(z)參數(shù)以及超前環(huán)節(jié)z^m的m值的設(shè)計(jì)，具體設(shè)計(jì)流程如下：

(5.1)使用零階保持器法對(duì)連續(xù)域被控對(duì)象P(s)進(jìn)行離散化，得到離散域被控對(duì)象P(z)；

(5.2)考慮系統(tǒng)的數(shù)字控制延時(shí)，將并聯(lián)比例控制器等效為系統(tǒng)被控對(duì)象的一部分，系統(tǒng)等效被控對(duì)象K(z)的表達(dá)式為

(5.3)確定并聯(lián)比例控制器比例系數(shù)k_P

將K(z)視作一個(gè)以k_P為變量的離散閉環(huán)系統(tǒng)，采用離散域奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù)確定使K(z)穩(wěn)定的k_P的取值范圍；利用MATLAB作出不同k_P值下K(z)的對(duì)數(shù)幅頻特性曲線，在保證K(z)穩(wěn)定的前提下，選取合適的k_P使K(z)在中低頻段的幅值增益衰減程度小且諧振峰峰值較?。?/p>

(5.4)設(shè)計(jì)一階低通濾波器參數(shù)

一階低通濾波器Q(z)由連續(xù)域一階低通濾波器Q(s)經(jīng)雙線性變換法離散化得到，Q(s)的表達(dá)式為

其中，ω_c為截止頻率，ω_c越大，控制器穩(wěn)態(tài)跟蹤精度就越高，但穩(wěn)定裕度也越小，ω_c取等效被控對(duì)象K(z)的諧振頻率；

(5.5)確定補(bǔ)償器比例系數(shù)k，使k·K(z)在低頻段的幅值增益為單位增益；

(5.6)設(shè)計(jì)二階低通濾波器參數(shù)

二階低通濾波器L(z)由連續(xù)域二階低通濾波器L(s)經(jīng)雙線性變換法離散化得到，L(s)的表達(dá)式為

其中，ξ為二階系統(tǒng)的阻尼比，ω_n為二階系統(tǒng)的無阻尼自然振蕩頻率，選取合適的ξ和ω_n，使二階低通濾波器實(shí)現(xiàn)對(duì)k·K(z)在中低頻段幅值增益小幅衰減的補(bǔ)償以及在諧振頻率處小幅諧振的抑制；

(5.7)確定超前環(huán)節(jié)z^m的m值

選取合適的m值(m取正整數(shù))，使Q(z)與k·K(z)L(z)·z^m的對(duì)數(shù)相頻特性曲線在中低頻段盡量貼合；

(5.8)驗(yàn)證所設(shè)計(jì)改進(jìn)重復(fù)控制器的穩(wěn)定性：利用MATLAB作出[Q(z)-k·K(z)L(z)·z^m]的對(duì)數(shù)幅頻特性曲線，若|Q(z)-k·K(z)L(z)·z^m|<1在全頻段內(nèi)恒成立，則所設(shè)計(jì)改進(jìn)重復(fù)控制器穩(wěn)定；若|Q(z)-k·K(z)L(z)·z^m|<1在全頻段內(nèi)不恒成立，返回(5.4)對(duì)控制器的參數(shù)重新進(jìn)行設(shè)計(jì)與調(diào)整。

本發(fā)明由于采取以上技術(shù)方案，其具有以下優(yōu)點(diǎn)：

本發(fā)明針對(duì)傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器電流控制方法穩(wěn)態(tài)跟蹤精度低、傳統(tǒng)重復(fù)控制器動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能差等缺點(diǎn)，提供了一種應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器電流控制的改進(jìn)重復(fù)控制器設(shè)計(jì)方法，與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn)：

(1)并網(wǎng)逆變器電流控制采用重復(fù)控制原理，相較于傳統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器電流控制方法具有更高的穩(wěn)態(tài)跟蹤精度，即使在參考電流中諧波種類與含量較為豐富的情況下，仍能實(shí)現(xiàn)無靜差控制。

(2)改進(jìn)重復(fù)控制器采用比例控制器與傳統(tǒng)重復(fù)控制器并聯(lián)的形式，其相較于傳統(tǒng)重復(fù)控制器具有更好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。

(3)將并聯(lián)比例控制器等效成系統(tǒng)被控對(duì)象的一部分，并在此基礎(chǔ)上對(duì)改進(jìn)重復(fù)控制器的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，大幅降低了并聯(lián)比例控制器與傳統(tǒng)重復(fù)控制器之間的耦合程度，提升了控制系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。

附圖說明

圖1是并網(wǎng)逆變器主電路拓?fù)浜涂刂品椒ㄊ疽鈭D。

圖2是基于改進(jìn)重復(fù)控制器的電流控制結(jié)構(gòu)框圖。

圖3是改進(jìn)重復(fù)控制器參數(shù)設(shè)計(jì)流程圖。

圖4是基于改進(jìn)重復(fù)控制的并網(wǎng)逆變器輸出電流穩(wěn)態(tài)波形。

圖5是基于改進(jìn)重復(fù)控制的并網(wǎng)逆變器輸出電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。

附圖中及文字中各標(biāo)號(hào)的含義：

U_dc為直流電壓源，C₁、C₂為直流穩(wěn)壓電容；

T_x(x＝1,2,3,4,5,6)為全控器件IGBT，其構(gòu)成三相電壓源型逆變電路；

PCC為逆變器與電網(wǎng)的公共連接點(diǎn)，U_grid為電網(wǎng)電壓；

i_a，i_b和i_c為逆變器輸出三相電流的采樣值，其經(jīng)過Clarke變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電流分量i_α和i_β；

i_αref和i_βref為參考電流在兩相靜止坐標(biāo)系下的分量；

e_α和e_β為誤差信號(hào)在兩相靜止坐標(biāo)系下的分量；

i_αoutput和i_βoutput為改進(jìn)重復(fù)控制器輸出調(diào)制信號(hào)在兩相靜止坐標(biāo)系下的分量，其經(jīng)過SPWM模塊可產(chǎn)生脈沖信號(hào)，用于控制IGBT的開通與關(guān)斷；

k_P為并聯(lián)比例控制器的比例系數(shù)，Q(z)為一階低通濾波器，z^-N為基波延時(shí)單元，N為每基波周期的采樣次數(shù)，z為離散域算子，k為補(bǔ)償器比例系數(shù)，L(z)為二階低通濾波器，z^m為超前環(huán)節(jié)；

u_b為并網(wǎng)點(diǎn)B相電壓。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖，并以LCL型并網(wǎng)逆變器為例對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行描述，以便本領(lǐng)域的人員更好地理解本發(fā)明。

在本實(shí)施例中，并網(wǎng)逆變器主要包括主電路和控制電路兩部分。

主電路包括：直流電壓源、三相半橋逆變電路以及LCL濾波器。其中，直流電壓U_dc＝400V；LCL濾波器中逆變器側(cè)電感L₁＝0.3mH，電網(wǎng)側(cè)電感L₂＝1mH，濾波電容C＝100μF，電容支路上的阻尼電阻R＝1Ω；三相半橋逆變電路通過LCL濾波器連接到公共連接點(diǎn)，再通過升壓變壓器連接到外界電網(wǎng)。

控制電路包括：abc/αβ坐標(biāo)系變換模塊、改進(jìn)重復(fù)控制器模塊以及SPWM模塊。其中，abc/αβ坐標(biāo)系變換模塊用于將三相自然坐標(biāo)系分量轉(zhuǎn)換為兩相靜止坐標(biāo)系分量；改進(jìn)重復(fù)控制器用于實(shí)現(xiàn)逆變器輸出電流對(duì)參考電流的快速精確跟蹤；SPWM模塊用于產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)。在本實(shí)施例中，控制電路的采樣頻率為10kHz。

下面結(jié)合實(shí)例對(duì)應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器電流控制的改進(jìn)重復(fù)控制器設(shè)計(jì)方法進(jìn)行詳細(xì)說明，包括以下步驟:

(1)確定并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的被控對(duì)象P(s)^[3]

本發(fā)明中，電流控制環(huán)的被控對(duì)象包括三相半橋逆變電路及其出口LCL濾波器，其在連續(xù)域下的表達(dá)式為

(2)確定并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的控制反饋量

利用電流互感器采集三相半橋電路輸出的經(jīng)出口LCL濾波器作用后的電流i_a、i_b和i_c，這三相電流經(jīng)過Clarke變換后得到i_α和i_β，本實(shí)施例中，將i_α和i_β作為并網(wǎng)逆變器電流控制環(huán)的控制反饋量；

(3)計(jì)算并網(wǎng)逆變器電流控制的誤差信號(hào)

本實(shí)施例中，參考電流i_αref和i_βref均為幅值為20的基波正弦電流，i_αref和i_βref分別與反饋量i_α和i_β作差得到并網(wǎng)逆變器電流控制的誤差信號(hào)e_α和e_β。

(4)確定改進(jìn)重復(fù)控制器結(jié)構(gòu)

改進(jìn)重復(fù)控制器的輸入為誤差信號(hào)e_x(x＝α,β)，輸出為調(diào)制信號(hào)i_xoutput(x＝α,β)，輸入到輸出的傳遞函數(shù)在離散域下的表達(dá)式為

其中，k_P為并聯(lián)比例控制器比例系數(shù)，z^-N基波延遲單元，每基波周期采樣次數(shù)N＝200，z為離散域算子，Q(z)為一階低通濾波器，k為補(bǔ)償器比例系數(shù)，L(z)為二階低通濾波器，z^m為超期環(huán)節(jié)；

(5)設(shè)計(jì)改進(jìn)重復(fù)控制器參數(shù)，主要包括對(duì)并聯(lián)比例控制器比例系數(shù)k_P、一階低通濾波器Q(z)參數(shù)、補(bǔ)償器比例系數(shù)k、二階低通濾波器L(z)參數(shù)以及超前環(huán)節(jié)的m值的設(shè)計(jì)，具體設(shè)計(jì)流程如下：

(5.1)使用零階保持器法對(duì)連續(xù)域被控對(duì)象P(s)進(jìn)行離散化，得到離散域被控對(duì)象P(z)

(5.2)在本實(shí)施例中，LCL型并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)數(shù)字控制延時(shí)為一個(gè)控制周期，考慮這一控制延時(shí)的影響，并將并聯(lián)比例控制器等效到被控對(duì)象中，得到控制系統(tǒng)的等效被控對(duì)象K(z)

(5.3)利用離散域奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù)^[4]可得：當(dāng)k_P<0.021時(shí)，等效被控對(duì)象K(z)穩(wěn)定。在保證K(z)穩(wěn)定的前提下，利用MATLAB作出不同k_P值下K(z)的對(duì)數(shù)幅頻特性曲線，當(dāng)k_P＝0.011時(shí)，K(z)在中低頻段的幅值增益衰減程度和諧振峰峰值均較小。

(5.4)一階低通濾波器Q(s)的截止頻率取ω_c＝9000rad/s，使用雙線性變換對(duì)Q(s)進(jìn)行離散化得：

(5.5)補(bǔ)償器的比例系數(shù)k取并聯(lián)比例控制器的比例系數(shù)k_P，即k＝k_P＝0.011。

(5.6)二階低通濾波器L(s)的阻尼比取ξ＝0.475，無阻尼自然振蕩頻率取ω_n＝4000。使用雙線性變換對(duì)L(s)進(jìn)行離散化得：

(5.7)確定補(bǔ)償器中的超前環(huán)節(jié)z^m：利用MATLAB作出不同m值下k·K(z)L(z)·z^m的對(duì)數(shù)相頻特性曲線，選取合適的m值使k·K(z)L(z)·z^m與Q(z)在中低頻段的對(duì)數(shù)相頻特性曲線盡量貼合。本實(shí)施例中，m＝7。

(5.8)驗(yàn)證所設(shè)計(jì)改進(jìn)重復(fù)控制器的穩(wěn)定性：利用MATLAB作出[Q(z)-k·K(z)L(z)·z^m]的對(duì)數(shù)幅頻特性曲線可知，|Q(z)-k·K(z)L(z)·z^m|<1在全頻段恒成立，這表明所設(shè)計(jì)的改進(jìn)重復(fù)控制器滿足穩(wěn)定性要求。

上述段落里涉及到的參考文獻(xiàn)出處如下：

[1]ZHANG Kai,KANG Yong,XIONG Jian,et al.Direct repetitive control of SPWM inverter for UPS purpose[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(3):784-792.

[2]武鍵,何娜,徐殿國(guó).重復(fù)控制在并聯(lián)有源濾波器中的應(yīng)用[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2008,28(18):66-71.

[3]李賓.應(yīng)用于分布式發(fā)電的三相并網(wǎng)逆變器控制研究[D].杭州:浙江大學(xué),2013.

[4]徐麗娜.數(shù)字控制—建模與分析、設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[M].北京:科學(xué)出版社,2006.