本發(fā)明屬于電力電子技術領域，涉及一種基于GaN的高效率高功率密度隔離DC-DC變換電路，尤其涉及一種應用GaN器件的寬范圍輸入，恒定輸出的隔離DC-DC降壓電路。

背景技術：

DC-DC電源在軍事、工業(yè)以及日常生活中都有著極其廣泛的應用，但現(xiàn)在的DC-DC變換器大都效率不是特別理想，而且效率低主要因為電力電子開關器件不理想導致，如果采用開關特性更好的器件，將對提高DC-DC變換器效率有著極大的好處，對于節(jié)能環(huán)保具有重要意義。DC-DC變換器必須能在輸入電壓范圍內及不同負載條件下穩(wěn)定運行，大部分場合需要隔離型DC-DC變換器，所以研究隔離型高效率的DC-DC變換器方案十分必要。

高效節(jié)能、保護環(huán)境已成為當今全世界的共識。在國家973計劃和國家自然科學基金重點和重大項目中，屬于功率半導體領域的寬禁帶半導體材料與器件的基礎研究一直是受到大力支持的研究方向。研究設計高效高功率密度DC-DC變換器，對應對能源短缺及氣候變化等問題，推動“中國智能制造2025”的發(fā)展具有重要意義。

為了使變換器具有更高的功率密度、高可靠性、低噪聲和快速響應能力，必須提高電力電子電路開關頻率。但由于電力電子開關器件的開關損耗與開關頻率成正比，頻率越高，器件和電路的損耗越大，變換器的效率也就越難提高。

以SiC和GaN為代表的第三代寬禁帶半導體材料具有禁帶寬度大、臨界擊穿電場強度高、飽和電子漂移速度高、抗輻射能力強等特點,是高壓、高溫、高頻、大功率應用場合下極為理想的半導體材料。

GaN MOSFET通過MOS結構增大柵極勢壘高度，從而提高柵擊穿電壓，降低柵泄漏電流。除此之外，GaN MOSFET器件還降低了開啟功耗，由于較小的輸入電容，得到了更高的電流關斷頻率，這在軍用和民用領域都有很大的研究意義。

達95％以上的變換效率，還需要盡可能高的功率密度和效率。于是相比于平常的開關電源，變換器開關頻率要大大提高。

提高工作頻率使開關電源的體積大大減小，功率密度增加。但是在效率相同的情況下，功率密度提高就意味著單位體積需要散發(fā)更多的熱量。因此，效率的提高是電源小型化的一個重要條件。高效率高功率密度是電力電子產品的一個重要發(fā)展趨勢。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術的問題，提出一種基于GaN的高效率高功率密度的隔離型DC-DC變換電路，該變換器應用GaN器件，結構簡單、效率高、功率密度高，具有較大的輸入調節(jié)范圍，穩(wěn)定的輸出電壓。

本發(fā)明的基于GaN的高效率高功率密度隔離DC-DC變換電路，包括LLC半橋軟開關、諧振電感、諧振電容、匝比N:1:1的變壓器、及輸出整流；所述的LLC半橋軟開關采用GaN MOSFET半橋，采用GaN器件GS66502B，所述的輸出整流采用GaN MOSFET并聯(lián)同步整流，采用GaN器件GS61004B，該電路還包括濾波電容、Fly-back輔助電源電路、集成LLC控制UCC25600芯片電路、驅動UCC27714電路、光耦及輸出反饋PI調節(jié)電路、PEM-2-S12-S5-D電壓轉換電路、UCC24610同步整流控制電路；

濾波電容與GaN MOSFET半橋并聯(lián)連接300-400V輸入電壓，UCC25600芯片采集諧振電流，其輸出端連接UCC27714電路，UCC27714電路的兩路輸出各通過一個脈沖驅動變壓器與GaN MOSFET半橋中的兩個開關管柵極相連，F(xiàn)ly-back輔助電源電路從輸入直流母線取電，用于將300-400V的輸入電壓轉化為12V為原邊芯片UCC25600和UCC27714供電，UCC24610芯片用于給GaN MOSFET并聯(lián)同步整流電路提供驅動信號，PEM-2-S12-S5-D電壓轉換電路用于將原邊的12V轉化為5V為UCC24610芯片供電，基于431的輸出反饋PI調節(jié)電路通過光耦反饋到原邊控制芯片UCC25600。

上述技術方案中，進一步的，所述的脈沖驅動變壓器采用EP7磁芯，初級電感值為2mH，匝比為1:1。

進一步的，所述的LLC諧振電路選定諧振頻率：160kHz；輸出電容：2200uF，取m＝5，滿載時品質因數為Q_e＝0.288，選取諧振電容為24nF，諧振電感為L_r＝40.2μL，主變壓器勵磁電感L_m＝201μL。

進一步的，所述的變壓器采用鐵氧體PQ3220型磁芯，諧振電感采用PQ2020磁芯。

進一步的，所述的輸出整流部分采用三個GaN器件GS61004B并聯(lián)進行同步整流，具體為：三個GaN MOSFET的漏極共連作為漏端，源極共連作為源端，三個MOSFET的柵極各與一個1Ω電阻一端相連，這三個1Ω電阻的另一端共接為公共端(Common_point1)，穩(wěn)壓管MMBZ5V6ALT1G跨接于上述公共端與源端之間，源端與一個1Ω電阻一端相連，該電阻另一端與芯片UCC24610的7號引腳相連，該引腳連接一個10k電阻后接入公共端，二級管串聯(lián)0歐姆電阻后與5.1Ω電阻并聯(lián)，該并聯(lián)電路二極管陽極端連接公共端，該并聯(lián)電路另一端與UCC24610的5號引腳相連。

本發(fā)明將LLC諧振電路與同步整流進行結合，采用簡單的控制和驅動電路以及輔助電源設計，實現(xiàn)了寬輸入電壓范圍，恒定輸出電壓12V，200W的DC-DC變換，電路采用GaN開關器件，提高了變換器效率和功率密度。

原邊采用半橋LLC諧振電路。原邊采用GaN器件GS66502B。諧振模式電源是一種被稱為軟開關技術的自適應零電壓或零電流開關電源，與傳統(tǒng)的硬開關技術相比損耗更小。LLC半橋諧振轉換器可以使開關工作于軟開關模式，降低了開關損耗。半橋相較于全橋只需要兩個開關管，器件少；而且對于降壓DC-DC變換，在設計變壓器時候可以減小變壓器匝比。因此半橋LLC諧振變換器在變換效率和功率密度方面具有一定優(yōu)勢。

二次側電路采用同步全波整流。LLC諧振變換器在低壓大電流輸出的應用場合，其二次側整流電路的損耗往往占了總損耗相當大的比重。為了降低二次側的二極管損耗，二次側電路采用同步全波整流。將傳統(tǒng)的全波整流二極管換成mosfet，利用其小的導通電阻進行。因為單個GaN器件GS61004B的導通電阻不是很小，所以本發(fā)明中同步全波整流采用GaN器件GS61004B并聯(lián)實現(xiàn)。

另外，由于需要較高的開關頻率，所以選擇模擬芯片進行控制，本方案選用原邊與副邊獨立控制的方式，原邊采用TI公司的諧振控制器UCC25600；副邊采用TI公司的同步整流控制器UCC24610。原副邊獨立控制的方案不僅便于單獨調試，而且不存在原副邊延時控制問題。

本發(fā)明將LLC諧振電路與同步整流進行結合，采用簡單的控制和驅動電路以及輔助電源設計，實現(xiàn)了寬輸入電壓范圍，恒定輸出電壓的DC-DC變換，電路采用新型GaN開關器件，提高了變換器效率和功率密度。電路主要信息如下：

工作頻率：70kHz-250kHz。

輸入電壓：300–400Vdc，輸入紋波：小于50mA

輸出電壓：12Vdc，單路，輸出紋波：小于200mV

額定輸出功率：200W

額定輸出電流：16.7A

環(huán)境條件：無風冷自然冷卻

功率密度：不低于15W/每立方英寸

變換效率：最佳不低于95％

絕緣耐壓：不小于2kV。

附圖說明

圖1為隔離型DC-DC變換器結構框圖；

圖2為隔離型DC-DC主電路拓撲；

圖3為LLC諧振腔滿載與空載下諧振腔歸一化增益隨開關頻率變化的曲線；

圖4為多MOSFET并聯(lián)連接圖。

具體實施方式

隔離型DC-DC變換器結構框圖如圖1所示，由包括：GaNMOSFET半橋、諧振電感、諧振電容、匝比N:1:1的變壓器、同步整流GaNMOSFET、濾波電容、Fly-back輔助電源電路，集成LLC控制UCC25600芯片電路、驅動UCC27714電路、驅動變壓器、光耦及輸出反饋PI調節(jié)電路、PEM-2-S12-S5-D電壓轉換電路、UCC24610同步整流控制電路組成。其中高壓側器件采用GS66502B，低壓側器件采用GS61004B。

原邊控制器UCC25600是由TI公司生產的專門用于LLC諧振變換器控制的芯片。內部集成的振蕩器支持30～350kHz的開關頻率。高精度的振蕩器限制最小開關頻率有4％的差額，可以避免設計超出功率等級，減少了系統(tǒng)設計成本。可編程的死區(qū)時間使電路能在最小的磁化電流下實現(xiàn)零電壓開通。在各種應用中這可以極大地提高系統(tǒng)效率?？删幊痰能泦訒r間使各種使用半橋拓撲的終端設備的設計機動性得到提高。

在新一代綠色開關電源中，提高能效的關鍵技術是同步整流。副邊控制器UCC24610是TI公司一款性能特別優(yōu)秀的同步整流器控制器。UCC24610即能驅動標準電平MOSFET，也可以驅動邏輯電平MOSFET，它即能大幅度減小整流的功耗，還能間接地減小初級側的損耗。UCC24610采用漏源電壓檢測，最適于LLC諧振半橋，4.5V-5.5V的輸出電壓對于GaN器件是非常好的驅動。UCC24610可以最大工作到600kHz工作頻率、具有2.0Ω柵驅動阻抗，還具有自動輕載管理、可調輸入的保護等特點。20ns典型的關斷比例延遲，以及可以直接從5V輸出電壓供電，還可以從休眠和輕載模式下同步喚醒并且具有最少的外部元件。

因為LLC原邊的兩個MOSFET以及副邊同步整流的兩個MOSFET需要用隔離驅動，而控制器UCC25600的輸出電流太小，不足以驅動開關管，所以必須加上驅動芯片進行驅動。TI公司的UCC27714芯片，專門用于驅動半橋配置的高側和低側MOSFET。該器件采用自舉技術生成高側偏置電壓，完全運行時的電壓高達600V(HS引腳)。該器件具有出色的穩(wěn)定性和抗擾度，能夠在HS引腳上的負電壓高達–8V的條件下維持邏輯正常運行。另外，UCC27714具有寬輸入電壓范圍10-20V，且具有高達4A峰值拉/灌電流能力。UCC27714具有分離柵極輸出，允許單獨而靈活地調節(jié)導通和關斷強度。

因為控制器是和原邊共地的，所以必須采用隔離的方式驅動原邊MOSFET。脈沖變壓器傳播延遲較低、時序特性更精確，與光耦合器相比，具有速度優(yōu)勢。其工作速度可以達到最高1MHz。同時，脈沖變壓器不需要用隔離式電源來驅動原邊MOSFET。設計門極脈沖驅動變壓器首先要選擇磁芯材料。對于200kHz左右的開關頻率，一般選擇TDK公司的PC40材料，若是其他公司，直接對應即可。而且初級電感值選取為2mH左右。因為PC40材料的飽和磁感應強度為0.5T，于是選擇EP7磁芯。EP7磁芯可以使得驅動變壓器的漏感小到千分之一左右?？紤]到GaN器件的門極驅動電壓不超過7V，5V即可以導通，而驅動芯片的輸出電平為12V，于是選擇變壓器匝比為1:1，將門極驅動電平設為6V左右。

因為發(fā)明方案中采用的電路控制器選用TI的高性能諧振模式控制器UCC25600，由于該控制器內部不具有自啟動電路，所以必須設計輔助電源電路。本方案采用反激電路進行輔助電源供電，從輸入直流母線取電，利用反激的高降壓特性，將300-400V的輸入電壓轉化為12V原邊芯片工作電壓。為原邊芯片供電。副邊采用PEM-2-S12-S5-D模塊電源，將原邊的額12V輔助電源輸出轉化為隔離的5V電壓，供副邊的同步整流芯片UCC24610用電，從而達到輔助供電的目的。

LLC諧振變換器，主電路拓撲如圖2所示。將副邊的電阻折算到原邊，得到RLC串并聯(lián)電路，該電路有兩個本征諧振頻率點，分別是f_r和f_m。

L-C本征諧振頻率為：

L-L-C的本征諧振頻率為：

根據分析，LLC諧振變換器可以工作在ZVS和ZCS兩種模式下。但是在ZCS情況下，LLC原邊電流超前電壓，開關管容易損壞，因此選擇電路工作在ZVS模式下。通過改變開關頻率，改變諧振槽增益。達到負載變化和輸入電壓波動的情況下都維持輸出電壓不變的要求。

結合GaN器件特性及控制等電路，選定諧振頻率：160kHz；輸出電容：2200uF；額定輸出功率：200W；效率95％。

因此額定輸入功率為：

LLC諧振電路開關頻率在諧振頻率附近時，電路的工作性能最好。這也就意味著電流主要由單一頻率波形組成，十分接近正弦波形狀。由于電路的諧波分量沒有對電路產生很大的影響，于是忽略輸入電壓里的高頻諧波分量，用其基波分量去代替它，來分析設計LLC諧振電路。這種方法叫做基波分析法(FHA)。

為了保證盡可能高的電路效率，勵磁電感與諧振電感的比值：理應越大越好。因為勵磁電感越大使勵磁電流越小，從而減小了變壓器損耗和傳導損耗。但是另一方面，勵磁電流又起到給原邊主MOS源漏極電容放電的作用，從而實現(xiàn)ZVS工作模式，所以勵磁電感又不宜取得太大。折衷考慮，本設計取m＝5。

開關頻率定在諧振頻率附近工作得到的LLC變換器效率最高，而且為了保證原邊開關管工作在ZVS模式下，開關頻率要大于兩個諧振頻率。

諧振槽電壓增益歸一化以后的工作曲線如圖3所示。從圖3中可以發(fā)現(xiàn)，在電壓增益小于1的工作區(qū)域，增益隨著頻率的增加變化較緩。為了使最大輸入電壓400V工作下的的開關頻率不至于太高，本方案將諧振工作模式下的電壓定為輸入為380V。當工作在滿載情況下，輸入電壓降為300V的最低時，歸一化增益應該滿足：

其中圖中的：

λ＝0.2

Q_e＝0.288

從圖3可以發(fā)現(xiàn)，在規(guī)定工作頻率范圍內，歸一化增益符合要求。

滿載輸出200W工作時輸出電流為：

給定的低壓側GaN器件GS61004B導通電阻為0.015歐姆，于是MOSFET壓降為：

ΔU＝R₂*_out＝0.015*12＝0.25V

于是變壓器的變比為：

另外，根據圖3曲線可以設定在滿載時品質因素為0.288。滿載情況下的負載電阻折算到原邊等效為：

于是可以計算得到諧振槽的參數如下：

實際選取諧振電容為24nF則諧振電感為：

主變壓器勵磁電感為：

L_m＝m*L_r＝201μL

變壓器采用鐵氧體PQ型磁芯。PQ型具有最佳的體積與輻射表面和線圈窗口面積之比。因磁芯損耗正比于磁芯體積，而散熱能力正比于輻射表面，這些磁芯在給定輸出功率下具有最小的溫升。并因此在給定輸出功率下體積最小。

諧振電感磁芯選用PQ2020，根據最高頻率250kHz時的開關頻率對應銅導線的透入深度為0.15mm，于是選擇直徑小于0.3mm的漆包線，實際選取0.2mm直徑的漆包線繞制諧振電感。

二次側如果采用GaN器件進行同步整流，圖4所示為副邊側使用同步整流的電路圖，利用3個MOSEFT并聯(lián)可以使得導通電阻更小，在同步整流開關管上的總損耗是原來的1/3，單個開關管的損耗是不采用并聯(lián)的1/9，同步整流沒有二極管反向恢復的問題，進一步提高了LLC諧振電路的效率。

連接方式具體為：三個GaN MOSFET的漏極共連作為漏端，源極共連作為源端，三個MOSFET的柵極各與一個1Ω電阻一端相連，這三個1Ω電阻R2、R6、R7的另一端共接為公共端Common_point1，穩(wěn)壓管MMBZ5V6ALT1G跨接于上述公共端與源端之間，源端與一個1Ω電阻R5一端相連，該電阻另一端與芯片UCC24610的7號引腳相連，該引腳連接一個10k電阻R4后接入公共端，二級管D1串聯(lián)0歐姆電阻R3后與5.1Ω電阻R1并聯(lián)，該并聯(lián)電路二極管陽極端連接公共端，該并聯(lián)電路另一端與UCC24610的5號引腳相連。

當輸出電流過大時，輸出電壓下降，采取過流保護，并采用蜂鳴器輔助播音提示。

總而言之，本發(fā)明將LLC諧振電路與同步整流進行結合，采用簡單的控制和驅動電路以及輔助電源設計，實現(xiàn)了寬輸入電壓范圍，恒定輸出電壓12V，200W的DC-DC變換，電路采用GaN開關器件，提高了變換器效率和功率密度。