本發(fā)明涉及功率電源技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種環(huán)路補(bǔ)償器。

背景技術(shù)：

相角裕度是衡量電源系統(tǒng)穩(wěn)定性的重要指標(biāo)，通常情況下，設(shè)計(jì)者需要確保變換器的環(huán)路具備45度的相角裕度，而在軍事、航空航天等領(lǐng)域，這一指標(biāo)將提高至60度。

在多相交錯(cuò)并聯(lián)變換器中，當(dāng)采用各模塊擁有獨(dú)立電流內(nèi)環(huán)，共用電壓外環(huán)這種雙環(huán)控制方式時(shí)，伴隨并聯(lián)模塊數(shù)量的增加，外環(huán)的帶寬將逐步變大，而相角裕度將會(huì)逐步減小。若電壓外環(huán)的控制器采用傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器，因其能提供的相角補(bǔ)償能力有限，容易在模塊數(shù)量較多時(shí)出現(xiàn)相角裕度不足等問(wèn)題。

因此，通常的做法是按照系統(tǒng)的最大模塊數(shù)量設(shè)計(jì)傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的參數(shù)，以避免上述問(wèn)題。但這就限制了多相變換器的功率擴(kuò)展功能，當(dāng)功率需求發(fā)生變化需要進(jìn)一步提高時(shí)，需調(diào)整或重新設(shè)計(jì)補(bǔ)償器參數(shù)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的問(wèn)題，本發(fā)明提出了一種新型的環(huán)路補(bǔ)償器，能夠在較寬的頻率范圍內(nèi)提供恒定且充裕的相角補(bǔ)償，從而避免上述因功率擴(kuò)展而引發(fā)的相角裕度不足等問(wèn)題。

一種環(huán)路補(bǔ)償器電路，包括三個(gè)運(yùn)算放大器及外圍電阻、電容；第一運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₄和R₁的一端，R₄的另一端是補(bǔ)償器的輸入端，R₁的另一端與電容C₁的一端相連，C₁的另一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連；第二運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₅和R₆的一端，R₅的另一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連，R₆與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連，電阻R₂的一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連，另一端與電容C₂的一端相連，C₂的另一端與第二運(yùn)算放大器的反相輸入端相連，電阻R₃的一端與第二運(yùn)算放大器的反相輸入端相連，另一端與電容C₃的一端相連，C₃的另一端與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連；第三運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₇和R₈的一端，R₇的另一端與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連，R₈的第三運(yùn)算放大器的輸出端相連，電容C₄與R₈并聯(lián)，所述第三運(yùn)算放大器的輸出端是補(bǔ)償器的輸出端。

進(jìn)一步地，所述補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)為：

將G_v2(s)拆分為四個(gè)傳遞函數(shù)，其中，在低頻段起主導(dǎo)作用的是一個(gè)單零點(diǎn)補(bǔ)償器G_{v2_a}(s)；在中頻段起主導(dǎo)作用的是兩個(gè)單零單極補(bǔ)償器G_{v2_b}(s)和G_{v2_c}(s)；在高頻段起主導(dǎo)作用的是一個(gè)單極點(diǎn)補(bǔ)償器G_{v2_d}(s)，其中，G_{v2_a}(s)的零點(diǎn)為G_{v2_b}(s)的零點(diǎn)為極點(diǎn)為G_{v2_c}(s)的零點(diǎn)為極點(diǎn)為G_{v2_d}(s)的極點(diǎn)為

進(jìn)一步地，若要滿(mǎn)足設(shè)計(jì)需求，各傳遞函數(shù)在不同頻點(diǎn)存在如下關(guān)系：

進(jìn)一步地，所述補(bǔ)償器中各元件的參數(shù)為：R₁＝1.256R_b，R₂＝0.470R_b，R₃＝0.232R_b，R₅＝1.416R_b，R₆＝3.587R_b，R₈＝0.628R_b，C₁＝23.873C_b，C₂＝1C_b，C₃＝1C_b，C₄＝0.048C_b；其中，R_b、C_b分別為電阻、電容基數(shù)，它們與基準(zhǔn)頻率之間的關(guān)系為1/(2πR_bC_b)＝f_b。

進(jìn)一步地，直接通過(guò)更改R₄、R₇的阻值來(lái)改變幅頻的增益，而不影響各零極點(diǎn)的位置。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明的補(bǔ)償器比傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的調(diào)試方法更為簡(jiǎn)單；多模塊時(shí)，本發(fā)明的補(bǔ)償器控制下的外環(huán)仍具備66.7度的相角裕度，而傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器控制下的相角裕度迅速減小至47.1度，此時(shí)的電源處在較臨界狀態(tài)。本發(fā)明的補(bǔ)償器控制下的多相交錯(cuò)Boost輸出電壓的超調(diào)量小且恢復(fù)時(shí)間短，優(yōu)于傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的控制效果。

附圖說(shuō)明

圖1是傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的電路圖；

圖2是本發(fā)明的環(huán)路補(bǔ)償器的電路圖；

圖3(a)是傳統(tǒng)型補(bǔ)償器和本發(fā)明的補(bǔ)償器的幅頻特性示意圖；

圖3(b)是傳統(tǒng)型補(bǔ)償器和本發(fā)明的補(bǔ)償器的相頻特性示意圖；

圖4是傳統(tǒng)型補(bǔ)償器和本發(fā)明的補(bǔ)償器作為多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的電壓外環(huán)控制器的頻率特性示意圖，其中，圖4(a)是單相幅頻特性，圖4(b)是單相相頻特性，圖4(c)是三相并聯(lián)幅頻特性；圖4(d)是三相并聯(lián)相頻特性；

圖5(a)是單模塊的動(dòng)態(tài)切載仿真結(jié)果圖；

圖5(b)是三模塊的動(dòng)態(tài)切載仿真結(jié)果圖。

具體實(shí)施方案

下面通過(guò)具體實(shí)施方式結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。

首先分析傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的特性，它的結(jié)構(gòu)如附圖1所示，一般包含兩個(gè)零點(diǎn)一個(gè)極點(diǎn)，傳遞函數(shù)為：

在低頻段，補(bǔ)償器的頻率特性與積分器相似，相角從-90度開(kāi)始變化；在中頻段，因零點(diǎn)的影響相角在這一區(qū)間內(nèi)逐漸增加，最大時(shí)可提供超過(guò)60度的相角補(bǔ)償；在高頻段，一般引入一個(gè)新的極點(diǎn)用于抵消開(kāi)關(guān)電源輸出濾波電容ESR的影響。相應(yīng)的頻率特性曲線(xiàn)如附圖3(a)和附圖3(b)中的黑線(xiàn)所示，從相頻曲線(xiàn)中可以看到傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的最大補(bǔ)償相角持續(xù)的頻率范圍較窄，而本發(fā)明提出的新型的補(bǔ)償器將解決這一問(wèn)題。

本發(fā)明的補(bǔ)償器電路如附圖2所示，包括三個(gè)運(yùn)算放大器及外圍電阻、電容；第一運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₄和R₁的一端，R₄的另一端是補(bǔ)償器的輸入端，R₁的另一端與電容C₁的一端相連，C₁的另一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連；第二運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₅和R₆的一端，R₅的另一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連，R₆與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連，電阻R₂的一端與第一運(yùn)算放大器的輸出端相連，另一端與電容C₂的一端相連，C₂的另一端與第二運(yùn)算放大器的反相輸入端相連，電阻R₃的一端與第二運(yùn)算放大器的反相輸入端相連，另一端與電容C₃的一端相連，C₃的另一端與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連；第三運(yùn)算放大器的同相輸入端接地，反相輸入端接電阻R₇和R₈的一端，R₇的另一端與第二運(yùn)算放大器的輸出端相連，R₈的第三運(yùn)算放大器的輸出端相連，電容C₄與R₈并聯(lián)，所述第三運(yùn)算放大器的輸出端是補(bǔ)償器的輸出端。

本發(fā)明將通過(guò)合理設(shè)計(jì)零、極點(diǎn)的位置，實(shí)現(xiàn)在0.1f_b～10f_b(f_b為設(shè)定的基準(zhǔn)頻率)內(nèi)均能達(dá)到60度相位補(bǔ)償?shù)哪繕?biāo)。本發(fā)明的補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)為：

由上式可知，可以將G_v2(s)拆分為四個(gè)傳遞函數(shù)，其中，在低頻段起主導(dǎo)作用的是一個(gè)單零點(diǎn)補(bǔ)償器，G_{v2_a}(s)；在中頻段起主導(dǎo)作用的是兩個(gè)單零單極補(bǔ)償器，G_{v2_b}(s)和G_{v2_c}(s)；在高頻段起主導(dǎo)作用的是一個(gè)單極點(diǎn)補(bǔ)償器，G_{v2_d}(s)。它們的零極點(diǎn)分布如下表所示：

表1 本發(fā)明的補(bǔ)償器的零極點(diǎn)分布

若要滿(mǎn)足設(shè)計(jì)需求，各傳遞函數(shù)在不同頻點(diǎn)存在如下關(guān)系：

按照上述算式優(yōu)化本發(fā)明的補(bǔ)償器中的各參數(shù)，得到參數(shù)計(jì)算表2。

表2 優(yōu)化后的本發(fā)明的補(bǔ)償器的各元件參數(shù)

其中，R_b、C_b分別為電阻、電容基數(shù)，它們與基準(zhǔn)頻率之間的關(guān)系為1/(2πR_bC_b)＝f_b。

附圖3(a)和附圖3(b)中的灰線(xiàn)即為本發(fā)明的補(bǔ)償器在f_b＝1kHz時(shí)的頻率特性曲線(xiàn)。由圖可知，在100Hz～10k Hz范圍內(nèi)，本發(fā)明的補(bǔ)償器的幅頻以6.7dB/dec下降，而相頻持續(xù)維持在-30度左右。在實(shí)際應(yīng)用中，本發(fā)明的補(bǔ)償器比傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的調(diào)試方法更為簡(jiǎn)單，因?yàn)樗南嘟茄a(bǔ)償角度穩(wěn)定且持續(xù)頻段較寬，僅改變幅頻的增益即可，這可以直接通過(guò)更改R₄、R₇的阻值而不影響各零極點(diǎn)的位置。

為檢驗(yàn)本發(fā)明的補(bǔ)償器的效果，在其他參數(shù)完全相同的情況下，將傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器以及本發(fā)明的補(bǔ)償器分別作為多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的電壓外環(huán)控制器，得到的單相以及三相情況下的外環(huán)Bode圖，如附圖4(a)-(d)所示。在單模塊的情況下，兩種補(bǔ)償器的穿越頻率(365Hz)以及相角裕度(69.5度)基本一致；而當(dāng)模塊數(shù)量增加至三個(gè)時(shí)，穿越頻率增加至875Hz，本發(fā)明的補(bǔ)償器控制下的外環(huán)仍具備66.7度的相角裕度，而傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器控制下的相角裕度迅速減小至47.1度，此時(shí)的電源處在較臨界狀態(tài)。

在仿真中對(duì)比兩種補(bǔ)償器的作用效果，如附圖5所示，單模塊時(shí)的動(dòng)態(tài)切載效果基本相同；三模塊時(shí)，本發(fā)明的補(bǔ)償器控制下的多相交錯(cuò)Boost輸出電壓(灰色)的超調(diào)量小且恢復(fù)時(shí)間短，優(yōu)于傳統(tǒng)II型補(bǔ)償器的控制效果(黑色)。

以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明，不能認(rèn)定本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說(shuō)明。對(duì)于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡(jiǎn)單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。