本發(fā)明涉及用于降低高次諧波損失的電動(dòng)機(jī)控制裝置和驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
：在基于使用了逆變器的pwm控制的電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，期望各種損失的減少。損失分為在電動(dòng)機(jī)產(chǎn)生的損失(以下，稱為電動(dòng)機(jī)損失)和由逆變器產(chǎn)生的損失(以下，稱為逆變器損失)。電動(dòng)機(jī)損失具有起因于基波成分的損失(以下，稱為基波損失)和起因于高次諧波成分的損失(以下，稱為高次諧波損失)。逆變器損失具有起因于開關(guān)元件的導(dǎo)通斷開動(dòng)作的損失(以下，稱為開關(guān)損失)和在開關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的損失(以下，稱為導(dǎo)通損失)。關(guān)于基波損失，與利用商用電源進(jìn)行的定速驅(qū)動(dòng)相比，通過采用利用逆變器進(jìn)行的變速驅(qū)動(dòng)減少。但是，由于開關(guān)動(dòng)作而電壓/電流發(fā)生畸變，產(chǎn)生高次諧波成分，因此高次諧波損失增加。高次諧波成分和高次諧波損失能夠通過逆變器的載波頻率的提高而減少。但是，同時(shí)，開關(guān)損失增加，因此期望將載波頻率固定不變地減少高次諧波損失。特別是在非同步pwm控制的過調(diào)制驅(qū)動(dòng)中，已知高次諧波成分和高次諧波損失顯著增加，期望其的減少。在專利文獻(xiàn)1中，由于在非同步pwm控制的過調(diào)制驅(qū)動(dòng)中減少高次諧波成分，所以設(shè)定調(diào)制率的上限值khmax，以使得調(diào)制率比該上限值小的方式修正信號波。由此，高次諧波成分的有效值降低，高次諧波損失也減少。現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)專利文獻(xiàn)1：日本特開2007-143316技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：發(fā)明所要解決的問題但是，專利文獻(xiàn)1的問題在于，(1)為了設(shè)定調(diào)制率的上限值，限制逆變器輸出的范圍，(2)沒有考慮高次諧波損失的頻率依賴性，不能充分地減少高次諧波損失。高次諧波損失的頻率依賴性是指，高次諧波損失的產(chǎn)生量不僅依賴于高次諧波有效值而且還依賴于頻率。即，僅降低高次諧波有效值，并不一定能夠減少高次諧波損失。為了充分減少高次諧波損失，需要考慮該頻率依賴性，將高次諧波成分的頻帶最佳化。因此，本發(fā)明的的目的在于，不增加開關(guān)次數(shù)，使用非同步pwm控制減少對交流電動(dòng)機(jī)進(jìn)行了過調(diào)制驅(qū)動(dòng)時(shí)產(chǎn)生的高次諧波損失。用于解決問題的方式作為本發(fā)明的一個(gè)例子，在電動(dòng)機(jī)控制裝置中包括：基于頻率指令和電壓指令生成信號波的信號波生成部；基于載波頻率生成載波的載波生成部；比較上述信號波與上述載波，輸出柵極信號的pwm發(fā)生部；基于上述柵極信號控制開關(guān)元件的逆變器；和將偏置量加至上述信號波的的偏置量計(jì)算部，所述逆變器輸出脈沖電壓，所述載波頻率被固定，所述偏置量計(jì)算部在包括電壓相位0、90、180、270deg的1個(gè)載波周期內(nèi)在所述信號波加上偏置量，以固定所述脈沖電壓的基波的有效值、降低比所述基波高階的高次諧波有效值、增加比所述基波低階的高次諧波有效值。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，能夠不增加開關(guān)次數(shù)地減少非同步pwm控制的過調(diào)制驅(qū)動(dòng)中的高次諧波損失。由此，能夠獲得交流電動(dòng)機(jī)的高輸出化或者冷卻系統(tǒng)的小型化等效果。附圖說明圖1是實(shí)施例1的電動(dòng)機(jī)控制裝置的結(jié)構(gòu)圖。圖2是電動(dòng)機(jī)控制裝置的要素圖。圖3是現(xiàn)有技術(shù)的基于同步pwm控制的脈沖圖形。圖4是現(xiàn)有技術(shù)的基于同步pwm控制的、調(diào)制率不同的情況下的脈沖圖形。圖5是現(xiàn)有技術(shù)的同步pwm控制和非同步pwm控制的脈沖圖形。圖6是損失系數(shù)。圖7是非同步pwm控制的周期性。圖8是本發(fā)明的脈沖圖形。圖9是本發(fā)明的開關(guān)幅度的限制。圖10是本發(fā)明的效果。圖11是實(shí)施例2的結(jié)構(gòu)圖。具體實(shí)施方式使用圖1～圖10和表1對實(shí)施例1進(jìn)行說明。實(shí)施例1圖1是實(shí)施例1中的電動(dòng)機(jī)控制裝置的結(jié)構(gòu)圖，圖2是系統(tǒng)的要素。交流電動(dòng)機(jī)1自逆變器2被施加脈沖電壓(u相脈沖電壓vu、v相脈沖電壓vv、w相脈沖電壓vw)，由此流動(dòng)三相交流電流(u相電流iu、v相電流iv、w相電流iw)，以驅(qū)動(dòng)頻率f被驅(qū)動(dòng)。此處，將施加在交流電動(dòng)機(jī)1的u-v相之間的電壓稱為線間電壓vuv。載波生成部3基于載波頻率fc生成載波vc*。如圖3(a)所示，載波vc*為振幅1(按直流電壓的一半vdc/2標(biāo)準(zhǔn)化)·頻率fc的三角波。信號波生成部4基于頻率指令f1*和電壓指令v1*生成信號波(u相信號波vu1*、v相信號波vv1*、w相信號波vw1*)。信號波為圖3(a)所示那樣的頻率f1*的正弦波，其振幅等于電壓指令v1*。頻率指令f1*和電壓指令v1*由圖2所示的v/f控制部8或者矢量控制部9基于速度指令f*決定。此處，將信號波與載波的振幅之比稱為調(diào)制率kh。由偏置量計(jì)算部5計(jì)算信號波的偏置量a*，輸出至加法計(jì)算部6。加法計(jì)算部6通過將偏置量a*加至信號波而生成后述的修正信號波vu2*、v2*、vw2*。pwm發(fā)生部7通過對修正信號波vu2*、vv2*、vw2*與載波進(jìn)行比較而生成柵極信號gun、gup、gvn、gvp、gwn、gwv，并將這些柵極信號輸出至逆變器2。逆變器2基于柵極信號對開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通(on)或斷開(off)控制，向交流電動(dòng)機(jī)1施加脈沖電壓。以下，將脈沖電壓的波形圖稱為脈沖圖形。接著，對pwm控制的動(dòng)作原理和問題點(diǎn)即高次諧波損失進(jìn)行說明。載波生成部3、信號波生成部4、pwm發(fā)生部7實(shí)現(xiàn)pwm控制。pwm控制是將直流電壓vdc轉(zhuǎn)換為任意的電壓·頻率的方式，在可變速驅(qū)動(dòng)中是必須的。在pwm控制中，通過對圖3(a)所示的信號波與載波的振幅進(jìn)行比較，決定開關(guān)元件的導(dǎo)通·斷開。例如，如圖3的區(qū)間a所示那樣，在信號波小于載波時(shí)，使脈沖電壓vu斷開。只要載波頻率足夠高，脈沖電壓vu、vv、vw的基波頻率和振幅就與原來的信號波相等。因此，通過向交流電動(dòng)機(jī)1施加脈沖電壓vu、vv、vw，如果交流電動(dòng)機(jī)1為同步電機(jī)，則按驅(qū)動(dòng)頻率f＝f1*被驅(qū)動(dòng)，如果交流電動(dòng)機(jī)1為感應(yīng)電機(jī)，則按f＝f1*-fs(fs：轉(zhuǎn)差率)被驅(qū)動(dòng)。以上為pwm控制的動(dòng)作原理。接著，對作為pwm控制的問題點(diǎn)的高次諧波損失進(jìn)行說明。在pwm控制中，伴隨逆變器2的開關(guān)元件的導(dǎo)通斷開動(dòng)作，在電壓·電流中產(chǎn)生畸變。該畸變能夠作為圖3(d)所示的高次諧波成分表示，由此產(chǎn)生高次諧波損失。特別是在非同步pwm控制的過調(diào)制驅(qū)動(dòng)中，已知高次諧波成分和高次諧波損失顯著增加。過調(diào)制是指調(diào)制率kh超過1(p.u.)。圖4表示過調(diào)制的情況下和非過調(diào)制的情況下的脈沖圖形。如圖4(b)所示，與非過調(diào)制的情況相比，在過調(diào)制的情況下減少基波1周期分的脈沖數(shù)。這是因?yàn)?，信號波在成為其波峰的相?0deg、270deg變得比載波大，脈沖電壓相連結(jié)。其結(jié)果是，高次諧波成分的有效值變大，高次諧波損失增加。例如，如圖4(c)所示，7次的高次諧波電壓在非過調(diào)制中為0.105p.u.，而在過調(diào)制中為0.258p.u.，大致為2倍。此外，13次的高次諧波電壓在非過調(diào)制中為0.008p.u.，而在過調(diào)制中為0.291p.u，大致為30倍。這樣，在過調(diào)制中，存在高次諧波成分增加的問題。非同步pwm控制與電動(dòng)機(jī)的基波頻率(驅(qū)動(dòng)頻率)無關(guān)，是固定載波頻率的pwm控制方式。另一方面，同步pwm控制是將載波頻率調(diào)整為基本頻率的整數(shù)倍的方式。圖5表示在非同步pwm控制和同步pwm控制中分別進(jìn)行了過調(diào)制驅(qū)動(dòng)的情況下的脈沖圖形。在同步pwm控制中，如圖5(b)所示那樣，僅存在高階的高次諧波成分，不存在低階的高次諧波成分。這是因?yàn)?，在同步pwm控制中，基波與載波同步，具有以基波的1周期為基準(zhǔn)的周期性。另一方面，在非同步pwm控制中，產(chǎn)生低階的高次諧波成分。這是因?yàn)?，在非同步pwm控制中，基波與載波不同步，脈沖電壓的開關(guān)相位在每1個(gè)基波周期參差不齊。在專利文獻(xiàn)1中將這稱為脈沖電壓的相位誤差，如圖5(a)所示，在信號波的傾斜大的相位(0deg、180deg)的附近產(chǎn)生相位誤差。這樣，在非同步pwm控制中，存在低階的高次諧波成分，與高階的高次諧波成分一起成為高次諧波損失的原因。高次諧波損失是在交流電動(dòng)機(jī)1的磁鐵產(chǎn)生的渦流和在電磁鋼板產(chǎn)生的磁滯損失等的總和。這些高次諧波損失與(式1)的電流高次諧波in的平方成比例，且如表1所示那樣與頻率的階乘也成比例。因此，高次諧波損失wh使用后述的周期t按(式2)近似。[式1]其中，z：交流電動(dòng)機(jī)1的阻抗l：交流電動(dòng)機(jī)1的電感vn：電壓高次諧波n：高次諧波次數(shù)[式2]其中，k：損失系數(shù)h：高次諧波次數(shù)的上限此處，損失系數(shù)k是表示交流電動(dòng)機(jī)1的高次諧波損失wh的特性的系數(shù)。根據(jù)交流電動(dòng)機(jī)1的高次諧波損失的主要原因(表1)，如以下那樣確定。(1)k＝0：不存在頻率依賴性，銅損為主的情況下(2)k＝1：磁滯損失為主的情況下(3)k＝2：渦流損失為主的情況下作為結(jié)果，損失系數(shù)kn為0以上2以下的值，如圖6所示那樣具有正相關(guān)。以上是作為pwm控制的問題點(diǎn)的高次諧波損失的原因和特征。[表1]種類頻率次數(shù)電磁鋼板的磁滯損失1次電磁鋼板的渦流損失2次磁鐵的渦流損失2次在本實(shí)施例中，通過使用偏置量計(jì)算部5、加法計(jì)算部6，將(式2)的高次諧波損失wh降低或者最小化。以下，對其原理進(jìn)行說明。由于損失系數(shù)kn具有正相關(guān)，所以即使容許低階的電壓高次諧波vn的增加，降低高階的電壓高次諧波vn對于實(shí)現(xiàn)(式2)的高次諧波損失wh的降低或者最小化也是有效的。電壓高次諧波vn是由脈沖圖形決定的高次諧波成分的有效值。脈沖圖形的周期在同步pwm控制中與1個(gè)基波周期一致，因此電壓高次諧波vn以1個(gè)基波周期為基準(zhǔn)來計(jì)算。在非同步pwm控制中，脈沖圖形的周期與1個(gè)基波周期不一致，而與圖7所示的信號波的周期t1和載波的周期tc的最小公倍數(shù)量的周期t一致，在(式3)對此進(jìn)行表示。在本發(fā)明中，為了處理非同步pwm控制，電壓高次諧波vn以(式3)的周期t為基準(zhǔn)計(jì)算電壓高次諧波vn。[式3]t＝n1t1＝n2tc……………………(式3)其中，n1和n2為整數(shù)如(式4)所示，電壓高次諧波vn依賴于脈沖電壓進(jìn)行開關(guān)的相位αk(以下，稱為開關(guān)相位角αk)。因此，通過調(diào)整開關(guān)相位角αk而獲得所期望的電壓高次諧波vn。因此，將(式4)代入(式2)，將所得到的(式5)設(shè)定為目的函數(shù)。以將該目的函數(shù)降低或者最小化的方式調(diào)整開關(guān)相位角αk，由此能夠?qū)⒏叽沃C波損失wh降低或者最小化。[式4]其中，n：高次諧波次數(shù)的上限[式5]根據(jù)pwm控制的原理，在上述的開關(guān)相位各αk的調(diào)整中，需要將作為脈沖電壓的基波成分的振幅v1和相位θ1固定?；ㄕ穹鵹1和θ1能夠利用開關(guān)相位角αk如(式6)和(式7)所示那樣來表示。因此，在本發(fā)明中，需要設(shè)定將(式6)和(式7)保持為一定的開關(guān)相位角αk。[式6][式7]在本實(shí)施例中，為了調(diào)整開關(guān)相位角αk，利用偏置量計(jì)算部5計(jì)算偏置量a*，以此為基礎(chǔ)利用加法計(jì)算部6對信號波進(jìn)行偏置修正。以下，表示本實(shí)施例的步驟。(1)與交流電動(dòng)機(jī)1的驅(qū)動(dòng)條件相應(yīng)地設(shè)定目的函數(shù)(式5)的值。(2)使開關(guān)相位角αk變化。(3)將開關(guān)相位角αk代入(式5)，進(jìn)行計(jì)算。(4)重復(fù)進(jìn)行(2)(3)的步驟至成為在(1)所設(shè)定的值。(5)基于開關(guān)相位角αk計(jì)算信號波的偏置量a*。(6)使用偏置量a*，在包括信號波的振幅成為峰值的相位90、270deg和傾斜變大的相位0、180deg的1個(gè)載波周期內(nèi)(以下，稱為峰相位區(qū)域和零交點(diǎn)相位區(qū)域)進(jìn)行偏置修正，生成圖1所示的修正信號波vu2*、vv2*、vw2*。(7)基于修正信號波和載波生成脈沖電壓，施加至交流電動(dòng)機(jī)1。圖8表示根據(jù)以上的步驟所生成的脈沖圖形。其結(jié)果是，如圖8(c)所示那樣，能夠?qū)⒒ǔ煞直３止潭ǖ亟档透唠A的電壓高次諧波vn，因此能夠?qū)崿F(xiàn)(式2)所示的高次諧波損失wh的降低。根據(jù)以上說明，在本實(shí)施例中，能夠?qū)⒏叽沃C波損失wh降低或者最小化。以下，對本發(fā)明進(jìn)行補(bǔ)充說明。偏置量a*的計(jì)算并不一定全部實(shí)施，也可以省略一部分。例如，(1)在調(diào)制率kh<1的情況下(2)在載波頻率fc與基波頻率f1同步的情況下令偏置量a*為0。這是因?yàn)?，在上述的情況下高次諧波損失小。通過按上述的條件省略一部分功能，能夠降低計(jì)算機(jī)的計(jì)算負(fù)荷。圖9表示在零交叉相位區(qū)域的開關(guān)幅度α’與在峰相位區(qū)域的開關(guān)幅度α的關(guān)系。根據(jù)本圖9(a)和圖9(b)，為了將基波振幅a1固定，開關(guān)相位角αk需要以保持(式8)的關(guān)系的方式設(shè)定。[式8]α’＜α……………………(式8)圖10表示本實(shí)施例的效果。在本圖10(a)和圖10(b)，無論現(xiàn)有技術(shù)和本發(fā)明中電壓高次諧波vn是否相等，均能夠減少高次諧波損失wh。此外，在圖10(c)和圖10(d)，無論電壓高次諧波vn的有效值是否增加，均能夠減少高次諧波損失wh。實(shí)施例2圖11是實(shí)施例2的結(jié)構(gòu)圖。本實(shí)施例是將實(shí)施例1應(yīng)用于交流電動(dòng)機(jī)1的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的例子。在圖11中，省略與實(shí)施例1相同的部分的說明。在本實(shí)施例中，能夠利用計(jì)算機(jī)10等上級裝置設(shè)定速度指令f*。根據(jù)本實(shí)施例，能夠?qū)崿F(xiàn)高精度速度控制特性。附圖標(biāo)記的說明1交流電動(dòng)機(jī)2逆變器3載波生成部4信號波生成部5偏置量計(jì)算部6加法計(jì)算部7pwm發(fā)生部8v/f控制部9矢量控制部10計(jì)算機(jī)vdc直流電壓vu、vv、vwu相脈沖電壓、v相脈沖電壓、w相脈沖電壓vu1*、vv1*、vw1*u相信號波、v相信號波、w相信號波vuv線間電壓vu2*、vv2*、vw2*u相修正信號波、v相修正信號波、w相修正信號波vc*載波v1*電壓指令vn電壓高次諧波guu、gupu相柵極信號gvu、gvpv相柵極信號gwu、gwpw相柵極信號θ電壓相位f*速度指令f1*頻率指令f驅(qū)動(dòng)頻率fc載波頻率iu、iv、iwu相電流、v相電流、w相電流tc載波周期t1信號波周期t載波與信號波的最小公倍數(shù)量的周期in電流高次諧波z交流電動(dòng)機(jī)的阻抗l交流電動(dòng)機(jī)的電感k損失系數(shù)n高次諧波次數(shù)wh高次諧波損失v1基波振幅θ1基波相位a*偏置量αk開關(guān)相位角當(dāng)前第1頁12