背景技術：

本文中公開的主題一般涉及雙向能量轉換無刷電動旋轉裝置的組合，其在啟動模式中將電能轉換成機械能，在發(fā)電模式中將機械能轉換成電能。具體地，所述主題涉及飛行器啟動和發(fā)電系統(tǒng)，其包括三電機組、啟動器/發(fā)電機(s/g)和基于igbt的數(shù)字控制裝置，在本文中稱作逆變器/變換器/控制器(icc)。

目前存在用于飛行器的啟動器發(fā)電機系統(tǒng)，其既被用來啟動飛行器發(fā)動機，又在啟動之后在發(fā)電模式中利用飛行器發(fā)動機，從而提供電能以對飛行器上的系統(tǒng)供電。可以從飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的發(fā)電機和變換器(egc)得到高壓直流(dc)電。可以從由飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的ac發(fā)電機或者從dc電到ac電的變換中得到交流(ac)電。已知使用寬帶隙裝置(awidebandgapdevice)在飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的發(fā)電機和變換器(egc)的高壓dc系統(tǒng)中或者在由飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的ac發(fā)電機的dc鏈接電壓生成中實現(xiàn)效率。同樣，已知使用寬帶隙裝置在飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的發(fā)電機和變換器(egc)的ac系統(tǒng)中或者在由飛行器的渦輪發(fā)動機驅動的dc發(fā)電機的ac鏈接電壓中實現(xiàn)效率。低開關損耗、低導通損耗和高溫能力是寬帶隙裝置的三個優(yōu)點。

期望控制飛行器的發(fā)電系統(tǒng)中的寬帶隙裝置以便一貫地實現(xiàn)效率。

技術實現(xiàn)要素：

在一方面，飛行器啟動和發(fā)電系統(tǒng)包括：啟動器/發(fā)電機，所述啟動器/發(fā)電機包括主機、勵磁機和永磁發(fā)電機；具有基于mosfet的橋配置的逆變器/變換器/控制器(icc)，icc連接至所述啟動器/發(fā)電機，并生成ac電以在啟動模式中驅動啟動器/發(fā)電機，用于啟動所述飛行器的原動機，并在所述原動機已經啟動之后在所述啟動器/發(fā)電機的發(fā)電模式中將從所述啟動器/發(fā)電機獲得的ac電轉換成dc電；以及被配置成驅動基于mosfet的橋(mosfet-basedbridge)的主橋門極驅動器。主橋門極驅動器在啟動模式中使用空間矢量脈寬調制(svpwm)并且在發(fā)電模式中使用基于反向導通的無源整流來驅動基于mosfet的橋。

在另一方面，一種控制飛行器啟動和發(fā)電系統(tǒng)的方法，所述飛行器啟動和發(fā)電系統(tǒng)具有：啟動器/發(fā)電機，所述啟動器/發(fā)電機包括主機、勵磁機和永磁發(fā)電機；逆變器/變換器/控制器(icc)，所述逆變器/變換器/控制器(icc)具有基于mosfet的橋配置，所述基于mosfet的橋配置與所述主機繞組的電壓輸出連接，以及主橋門極驅動器，所述主橋門極驅動器被配置成驅動所述基于mosfet的橋。所述方法包括：如果在啟動模式中，將功率供應至所述基于mosfet的橋，并且在啟動模式中使用空間矢量脈寬調制(svpwm)驅動主基于mosfet的橋，并且其中，在啟動模式中驅動所述主基于mosfet的橋啟動所述飛行器的原動機；以及如果在發(fā)電模式中，則使用基于反向導通的無源整流來驅動所述基于mosfet的橋以將從所述啟動器/發(fā)電機的主機繞組獲得的ac電轉換成dc電。

在另一方面，一種飛行器包括：發(fā)動機；連接至所述發(fā)動機的啟動器/發(fā)電機，所述啟動器/發(fā)電機具有主機、勵磁機和永磁發(fā)電機。具有基于mosfet的橋配置的逆變器/變換器/控制器(icc)連接至所述啟動器/發(fā)電機，并生成ac電以在啟動模式中驅動啟動器/發(fā)電機以用于啟動所述發(fā)動機，并在所述發(fā)動機已經啟動之后在所述啟動器/發(fā)電機的發(fā)電模式中將從所述啟動器/發(fā)電機獲得的ac電轉換成dc電。主橋門極驅動器被配置成在啟動模式中使用空間矢量脈寬調制(svpwm)并且在發(fā)電模式中使用基于反向導通的無源整流來驅動基于mosfet的橋。

附圖說明

在圖中：

圖1圖解說明對于本主題總s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)的現(xiàn)有技術的環(huán)境。

圖2是圖1的總s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)的框圖。

圖3是圖1和2的s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)在啟動模式中的框圖。

圖4是圖1和2的s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)在發(fā)電模式中的框圖。

圖5是圖1中的s/g的截面圖。

圖6是具有主機基于mosfet的橋的s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)的框圖。

圖7是基于反向導通的無源整流mosfet開關方法的示例性電路圖。

圖8是s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)的框圖，負載平衡單元具有基于mosfet的橋。

圖9是具有四橋臂基于mosfet的橋的s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)的框圖。

具體實施方式

本文中公開的主題可用在諸如圖1-5中示出的系統(tǒng)中。在一個實施例中，s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)50包括s/g100和icc200。如圖1、圖2和圖5中圖示的，s/g100是三個電機的組合，包括主機110、勵磁機120和pmg130。此布置稱作三電機組。主機110可以是凸極同步機(salientsynchronousmachine)。主機110的定子112連接至icc200的主igbt/二極管橋210。主機110的轉子114連接至位于主轉子114的軸118內部的全波或半波旋轉整流器116的輸出。勵磁機轉子122具有連接至旋轉整流器116的輸入的三相繞組，勵磁機定子124包括通過如圖2中示出的接觸器220連接至icc200的勵磁機igbt/二極管橋212的三相ac繞組和dc繞組。圖2提供s/g和icc系統(tǒng)50的框圖，側重于構成主igbt/二極管橋210和勵磁機igbt/二極管橋212的部件。

圖2中所示的icc200包括兩個igbt/二極管橋：主橋210和勵磁機橋212。主橋210和勵磁機橋212還分別稱作主逆變器/變換器以及勵磁機逆變器/變換器。每一個由數(shù)字控制組件控制。控制主igbt/二極管橋210的組件稱作主數(shù)字控制組件230。替代性地，在啟動模式中還可以稱作啟動器逆變器數(shù)字控制組件，在發(fā)電模式中稱作發(fā)電機變換器控制組件?？刂苿畲艡Cigbt/二極管橋212的組件稱作勵磁機數(shù)字控制組件240。替代性地，其在啟動模式中還可以稱作勵磁機逆變器數(shù)字控制組件，在發(fā)電模式中稱作勵磁機變換器數(shù)字控制組件。主數(shù)字控制組件230連同其嵌入軟件控制主橋210，其在啟動模式中生成ac電以驅動s/g，并且在發(fā)電模式中將ac電轉換成飛行器上需要的dc電。

s/g和icc發(fā)動機啟動和發(fā)電系統(tǒng)50有兩種操作模式：啟動模式和發(fā)電模式。在啟動模式中，s/g和icc系統(tǒng)50由單獨的電源vdc60供電，因此與單獨的電源vdc60的連接示于圖1和圖2中。主機110在啟動模式中作為三相繞線磁場凸極同步電動機(three-phasewoundfieldsalientsynchronousmotor)工作。必須出現(xiàn)兩種情況，以便在同步電動機的軸上產生轉矩。第一種情況是將三相交流電流輸入到主定子112的三相繞組，第二種情況是將激勵電流提供至主轉子114。提供對于主定子112的頻率的電流以便與主機的速度成比例。三相交流由主igbt/二極管橋210提供。由三相電流生成的旋轉場與由主轉子114生成的磁場相互作用，因此在主轉子114的軸上產生機械轉矩。

將激勵電流提供至主轉子114在常規(guī)的發(fā)電系統(tǒng)中是一種挑戰(zhàn)，原因如下。在啟動開始時，任何基于同步機的勵磁機不生成任何功率。在低速時，基于同步機的勵磁機不能夠生成足夠的功率來對主轉子供電。這是因為對于任何基于同步的勵磁機，其dc激勵繞組并不將功率傳遞至轉子繞組。實際上，對于常規(guī)的發(fā)電系統(tǒng)，功率只能在軸上由機械能傳遞。因此，為了啟動發(fā)動機，生成主轉子激勵電流的功率必須來自勵磁機定子124。換言之，在啟動模式期間用于激勵的能量穿過勵磁機120的氣隙。顯然，期望旋轉變壓器。相反，在發(fā)電模式中，主機110作為三相繞線磁場凸極同步發(fā)電機工作。為了產生電能，一種情況出現(xiàn)，即向主轉子114提供激勵電流。為此目的，可以利用常規(guī)的同步勵磁機。不同的模式需要用于激勵的不同的電源。一種模式需要勵磁機定子124中的ac三相電流，另一種模式需要勵磁機定子124中的dc電流。

雙功能勵磁機定子與位于icc中的接觸器220結合工作。在啟動模式中，通過將接觸器切換到其適當位置，勵磁機定子中的繞組被配置到ac三相繞組中。以此模式，具有ac三相繞組的勵磁機定子124和具有另一ac三相的勵磁機轉子122形成感應勵磁機。由icc中的勵磁機數(shù)字控制組件240控制，ac三相繞組的相序列的方向與機器軸的方向相反。因此，感應勵磁機在其制動模式中操作。在發(fā)電模式中，勵磁機定子124中的繞組被配置到dc繞組中。具有dc繞組的勵磁機定子124和具有ac三相繞組的勵磁機轉子122形成同步勵磁機。不用增加勵磁機的任何尺寸和/或重量，被配置的ac和dc繞組分別在啟動模式和發(fā)電模式中在勵磁機轉子122和勵磁機定子124之間的氣隙中生成必要的旋轉磁場。另外，在啟動模式中，ac繞組將功率從勵磁機定子124傳遞至勵磁機轉子122。

在啟動和發(fā)電模式中，無論主igbt/二極管橋210的igbt215何時換向，對于電力開關換向，需要主轉子114的機械位置信息。如圖2中所示并在圖3和4中詳細示出的，由主數(shù)字控制組件230生成無傳感器轉子位置信號θ、ωe(轉子位置、轉子速度)。通過s/g的電壓和電流信號，由主數(shù)字控制組件230中的嵌入軟件構造轉子位置信號。

圖3呈現(xiàn)在啟動模式中s/g和icc系統(tǒng)50的框圖。有三種電機——主同步電動機110、感應勵磁機120和pmg130。主同步電動機110和感應勵磁機120在啟動模式中扮演重要角色。主igbt/二極管橋210從dc母線接收dc輸入電(例如270vdc)，并將dc電逆變成ac電。由逆變器生成的三相ac電流被饋送到主同步電動機110中。生成ac電流的門控信號被啟動器逆變器數(shù)字控制組件230控制。啟動器逆變器數(shù)字控制組件230測量a相電流、b相電流和dc母線電壓。使用通過主數(shù)字控制組件230中的嵌入軟件實現(xiàn)的克拉克變換(clarketransformation)，a和b相電流被轉換到同步靜止坐標系中的α和β電流。α軸線與位于主定子的a相繞組的中心的a軸線一致，β軸線在空間上超前α軸線90電角度。使用通過相同的嵌入軟件實現(xiàn)的帕克變換(parktransformation)，α和β電流被進一步轉換到同步旋轉坐標系中的d和q電流。d軸線與主轉子114的激勵繞組的軸線對齊，而q軸線在空間上超前d軸線90電角度。

如圖3中所示的，有兩個電流調整回路——d和q回路。d和q回路的輸出是d和q電壓，在饋送到空間矢量脈寬調制(svpwm)之前，通過使用逆變帕克變換，將其轉換回α和β電壓。為了執(zhí)行帕克和逆帕克變換，要確定主轉子位置角。α和β電壓是產生igbt開關的門控信號svpwm的輸入。開關頻率可以設置在14khz或者某個其它適當?shù)念l率。

如圖3所示，與啟動器逆變器數(shù)字控制組件230相似，勵磁機逆變器數(shù)字控制組件240也具有克拉克、帕克和逆帕克變換。同樣，勵磁機逆變器數(shù)字控制組件240具有d和q電流調整回路。門控信號由其相應的svpwm生成。因為如之前提到的，勵磁機igbt/二極管橋212或勵磁機逆變器的基頻固定在1250hz或某個其它適當?shù)念l率，勵磁機120在其轉子122和定子124上沒有凸極，通過使用公式2πft人為地構造轉子位置信息，其中，f＝1250hz，t是時間。這與主逆變器不同，即在這種情況下不需要實時的轉子位置信息。在一種可能的實現(xiàn)方式中，勵磁機逆變器的svpwm開關頻率是10hz，因此可以使用其它適當選擇的開關頻率，同時保持在本發(fā)明的精神和范圍內。

在啟動模式中，在第二實施例中，勵磁機120被配置為在其制動模式中操作的感應電機，或者替代性描述為，勵磁機120充當三相旋轉變壓器。勵磁機定子124的三相繞組生成旋轉磁場，旋轉磁場在勵磁機轉子122中感應三相電壓。旋轉磁場的方向被控制與主機110的旋轉方向相反。因此，在啟動模式中，勵磁機轉子122中的電壓的頻率隨轉子速度增大。來自外部電源的dc電由勵磁機igbt/二極管橋212轉換成三相1250hz電(或某個其它的適當頻率)。電穿過氣隙，并傳送至勵磁機轉子122的繞組。三相電壓然后由主發(fā)電機的轉子軸內部的旋轉整流器116整流。整流后的電壓將激勵功率供應至主機110的轉子114。一旦轉子速度達到發(fā)動機怠速，啟動模式終止，發(fā)電模式開始。勵磁機轉子122從勵磁機定子124和轉子軸118兩者接收能量。在零速度下，所有能量來自勵磁機定子124。來自軸118的能量隨著轉子速度的增加而增大。

由數(shù)字控制組件230連同其嵌入軟件構造主轉子位置信息的無傳感器實現(xiàn)方式包括兩部分：a)高頻注入無傳感器估計，和b)電壓模式無傳感器估計。高頻注入無傳感器估計覆蓋從0rpm到預定的低速，諸如80rpm。電壓模式無傳感器估計覆蓋從諸如80rpm的速度到高的旋轉速度，諸如14,400rpm，其中，發(fā)動機被拉到其截止速度。大多數(shù)其它無傳感器方法，包括上文提到的電壓模式無傳感器在零和低速下失效，原因是這些方法基本上取決于反emf。高頻注入方法并不取決于反emf。因此，該方法是可行的，以用于從0到預定低速諸如80rpm的速度。因此，在主同步電機的rpm和在低速下實現(xiàn)轉子位置估計。在下文描述無傳感器的實際實現(xiàn)。

如圖3中所示，盡管主機110的速度低于80rpm或主機110的頻率f0＜＝8hz，一對500hz的正弦波形電壓vαi、vβi被疊加到svpwm的輸入上。此500hz頻率被稱作載波頻率。可以利用其它適當?shù)妮d波頻率，同時保持在本發(fā)明的精神和范圍內。在圖3中，此載波頻率由符號ωc代表。每一相中的電流對這兩個疊加電壓的響應包含轉子位置信息。

主定子的每相電流有幾個分量。如圖3中所示的，通過克拉克變換，a和b相電流轉換到α和β軸線。α和β電流包含頻率為ωr的基礎分量，頻率為ωc的正序分量，頻率為2ωr-ωc的負序分量。正序分量ωc是無用的，原因是其不包含任何轉子位置信息。因此，此分量被完全地去除。如圖3中圖示的，α和β電流旋轉-ωct角度。因此，正序分量變成dc信號，然后通過使用二階高通濾波器或某個其它類型的高通濾波器(例如一階或三階或更高階)可以消除此正序分量。剩下的分量、基頻分量和負序分量包含轉子信息。不過，在零速度下將基頻電流施加到機器之前，確定轉子位置，同樣在零速和低速下，基頻分量非常弱。能夠可靠地提取轉子位置信息的唯一分量是負序分量。在之前的旋轉之后，將分量的頻率變成2ωr-2ωc。然后由數(shù)字控制組件230執(zhí)行另一旋轉2ωct。旋轉的輸出經過六階低通濾波器或者某個其它適當?shù)牡屯V波器(例如一階、二階……或五階低通濾波器)。使用iβ2θ代表β電流的剩余信號，iα2θ代表α電流的剩余信號，獲得以下角度：

遺憾的是，上面的角度的頻率具有基頻的兩倍頻率，因此，其不能夠直接用于帕克和逆帕克變換。為了將上面的角度轉換成轉子位置角度，檢測θ′是否在北極到南極區(qū)域，或者在南極到北極區(qū)域。如果θ′在北極到南極區(qū)域，則角度是：

θ＝θ′

并且如果θ′在南極到北極區(qū)域，則角度是：

θ＝θ′+π

此角度然后用在d和q電流調整回路中的帕克和逆帕克變換中。如圖3中所示的，帶阻濾波器(如圖3中所示的500hz濾波器，從而可以使用其它阻帶頻率，同時保持在本發(fā)明的精神和范圍內)設置在克拉克和帕克變換之間，以消除載波頻率對d和q電流調整回路的干擾。

此高頻注入無傳感器方法在零或低速下工作令人滿意。不過，該方法對頻率靠近或高于載波頻率使用的速度不會表現(xiàn)很好。因此，當速度超過某個閾值旋轉速度，諸如80rpm時，使用另一無傳感器方法。此方法是電壓模式無傳感器方法，如下文描述的。

電壓模式無傳感器的實現(xiàn)由以下完成。盡管所述方法已經用在感應電動機和pm電動機中，但其還沒有應用到凸極同步電機，原因是定子自電感不是恒定的，實際上，電感是轉子位置的函數(shù)。同步靜止坐標系中常規(guī)的α和β磁鏈等式對用于凸極勵磁同步機是不實際的，原因是電感一直在變化，使用所述磁鏈等式通過β磁鏈對α軸線磁鏈的反正切生成轉子角。為了克服此問題，在第二實施例中，導出一對人為磁鏈λα′和λβ′以及其表達式：

其中，rs和lq分別是主定子電阻和q軸線同步電感。兩個機器參數(shù)都是恒定的。幸運的是，λα′和λβ′分別與α和β磁鏈對齊，角度θ＝tan^-1(λ′β/λ′α)實際上是轉子角度，其可以在一旦機器速度超過閾值旋轉速度，諸如80rpm時，用于帕克和逆帕克變換?？梢栽跀?shù)字控制組件230的嵌入軟件中實現(xiàn)該等式。此方法在機器速度超過某個旋轉速度，例如超過80rpm時提供可靠的轉子位置角估計。

兩種單獨的方法——高頻注入無傳感器方法和電壓模式無傳感器方法的組合可以在基于同步機的啟動器的整個速度范圍上以足夠的準確度提供轉子位置信息。

在啟動期間，由主逆變器施加在主機110上的電壓與速度成比例，并與主機110的內部阻抗上的反電動勢(back-emf)和電壓降的矢量和相當。逆變器的最大可適用電壓是dc母線電壓。一旦矢量和等于dc母線電壓，則逆變器電壓飽和。一旦飽和出現(xiàn)，則主機110的速度不會變得更高，d和q電流調整回路將失去控制。通常，逆變器會是過電流，并關閉。主數(shù)字控制組件230測量線間電壓vab和vbc，線間電壓vab和vbc被發(fā)送至勵磁機數(shù)字控制組件240?？死俗儞Q被施加到兩個線間電壓。變換的兩個輸出的矢量和被用作自磁場(auto-field)減弱回路的反饋，如圖3中所示的。dc母線電壓被因子化(factored)，并用作控制回路的參考。自磁場減弱控制回路防止逆變器電壓飽和，因此，防止主逆變器電流調整回路失去控制并關閉。

自磁場減弱可以與接近單位功率因數(shù)控制方案結合，在逆變器電壓飽和時，實現(xiàn)在高速下的較高的功率密度。作為示例而不是作為限制，接近單位對應于大于或等于0.9但小于1.0的功率因數(shù)。盡管自磁場減弱保持氣隙場，但施加預定的d軸電流分布促進主機110在接近單位功率因數(shù)區(qū)域操作。如可以從下面的等式看出，因為除了項ωlmd(if+id)之外，自磁場減弱一直很大，項ωlmqidiq也變得相當大。這顯著提高s/g的功率密度：

p＝ωlmd(if+id)iq-ωlmqidiq

其中，p和ω分別是機電功率和轉子速度，lmd和lmq分別是d和q磁化電感。

可以提高在低于基本速度的速度下的轉矩密度。如之前提到的，在主逆變器數(shù)字控制組件230中有兩個電流調整回路。一個是d軸回路，另一個是q軸回路。通常，q回路控制轉矩生成，d回路控制氣隙中的磁場。此方法還稱作矢量控制方法。為了實現(xiàn)高轉矩密度，通過施加足夠大的轉子激勵電流if和轉矩生成電流iq，驅動進入機器與機器的磁飽和區(qū)中。然而，在電流達到某個水平之后，不管電流iq、id和if的幅值如何增大，轉矩保持相同，原因是機器是磁飽和的。補救方法是利用矢量控制設置以最大化機器的磁阻轉矩。由機器生成的機電轉矩是：

t＝lmd(if+id)iq-lmqidiq

其中，lmd和lmq分別是d和q磁化電感。一旦機器磁飽和，lmd(if+id)項變成恒定值。因此，生成磁阻轉矩的方式是向機器施加負id。已知id＝isinδ和iq＝icosδ，對上面的等式執(zhí)行優(yōu)化，得到id電流的最佳分布：

其中，λi是機器的內部磁鏈。

基于由本發(fā)明人執(zhí)行的仿真，通過在矢量控制的輸入施加id分布，能夠實現(xiàn)近似38％的轉矩提高?？傊褂檬噶靠刂萍虾瞳@得的適當id電流分布，機器的轉矩密度顯著地增大。

在第三實施例中，實現(xiàn)最大發(fā)電效率的icc的配置和控制可適用于s/g和icc系統(tǒng)50的發(fā)電模式。

在發(fā)電模式中，如圖2所示，主機110變成同步發(fā)電機，勵磁機120變成同步發(fā)電機。pmg130通過如所示的整流器橋將功率提供至勵磁機變換器。勵磁機變換器在勵磁機igbt/二極管橋212中包括兩個有源igbt/二極管開關，如圖4中圖示的。在其門極有實線的igbt/二極管開關是用于勵磁機變換器的開關。有1號igbt開關和4號igbt開關。在發(fā)電模式中，igbt1處于pwm模式，igbt4所有時間都導通。剩余的其它igbt都截止。2號二極管用于續(xù)流(freewheeling)。igbt1、igbt4和二極管2加上勵磁機定子繞組，形成降壓變換器，其將dc母線電壓例如270vdc降低到生成同步勵磁機的期望激勵電流的電壓。

無源和有源整流是可配置的。取決于應用，由勵磁機變換器數(shù)字控制組件240和主變換器數(shù)字控制組件230控制，主igbt/二極管橋能夠變成無源整流器或有源整流器。對于功率流僅具有單個方向的應用，igbt/二極管橋由主變換器數(shù)字控制組件230被配置到二極管操作橋中。對于功率流具有雙方向的應用，igbt/二極管橋由相同的數(shù)字控制組件被配置到igbt和二極管操作橋中。當功率流方向從icc到負載時，s/g和icc系統(tǒng)處于發(fā)電模式中。當功率流方向從負載到icc時，系統(tǒng)處于所稱的再生模式中，這實際上是電動機模式。在無源整流中，只使用主逆變器的igbt開關的本征二極管，也稱作主igbt/二極管橋。通過勵磁機數(shù)字控制組件240中的嵌入軟件實現(xiàn)電壓調整，發(fā)電機變換器數(shù)字控制組件230使主逆變器中的igbt處于截止，如圖4中圖示的。有三個控制回路控制por的電壓。最里面的回路是電流調整器。測量的激勵電流是反饋，ac電壓調整器的輸出是參考。電流調整器在命令級別控制激勵電流。下一回路是ac電壓回路。如圖4中所示的，反饋信號是max{|vab|，|vbc|，|vca|}。參考是dc電壓調整器的輸出。ac電壓回路在負載斷開暫態(tài)期間使調整點(por)的dc電壓保持在期望范圍內起到重要作用。最后一個控制回路是dc電壓回路。在por測量的電壓與參考電壓270vdc比較。誤差信號進入相應的數(shù)字控制器中的補償調整器。因此，por的dc電壓被調整。

如之前提到的，對于需要再生的發(fā)電應用，主igbt/二極管橋會被配置到有源整流器中。在此配置中，通過以下實現(xiàn)電壓調整。如圖4中圖示的，在勵磁機數(shù)字控制組件中和在主數(shù)字控制組件中的嵌入代碼與無源整流的那些代碼不同地構造。關于對勵磁機側的控制，激勵電流回路只變成pi控制回路。通過查詢表生成控制回路的參考，查詢表是dc負載電流的函數(shù)。以主定子中的電流接近其最小可能值的方式生成此表。對主機側外控制回路的控制是dc電壓回路。參考是270vdc；反饋信號是por電壓。如圖4中所示的，控制回路是pi控制器，dc輸出功率的正反饋加入到pi控制器的輸出。dc輸出功率等于dc輸出電流和por電壓的積。正反饋信號和pi控制器的輸出的和是功率命令，其被用作內控制回路的參考，內控制回路也是pi控制器。反饋信號是通過使用如圖4中所示的發(fā)電機的電壓和電流計算的功率。內控制回路的輸出是電壓角θv，其被用來生成svpwm矢量vd*和vq*。兩個矢量是帕克逆變換的輸入。變換的輸出是如圖4中所示的svpwm的輸入。

igbt變換器的控制可以組合自磁場變形和過度調制，以實現(xiàn)igbt發(fā)電模式操作的最佳效率。

如圖4中呈現(xiàn)的，通過以下等式計算vd*和vq*：

vd*＝|v*|sinθv

vq*＝|v*|cosθv

其中，|v*|＝vmag。

為了優(yōu)化效率，首先，選擇vmag為1pu，因此迫使變換器進入全過度調制區(qū)域，完全地丟棄由svpwm引起的igbt開關。這最小化igbt開關損耗。igbt如相移開關一樣工作。

因為vmag是恒定的，功率回路通過調節(jié)角度θv來調整功率。當負載為零時，θv接近零，當負載增大時，θv增大。

實現(xiàn)優(yōu)化的效率的第二因子是優(yōu)化勵磁機磁場電流，使得id電流被最小化。因此，igbt的導通損耗和發(fā)電機的銅耗被最小化。已發(fā)現(xiàn)，勵磁機磁場電流與dc負載電流直接有關。dc負載電流越高，需要的勵磁機磁場電流越高。出于實現(xiàn)最小的勵磁機磁場電流的目的，通過測量生成查詢表。查詢表的輸入是dc負載電流，查詢表的輸出是勵磁機定子的勵磁機磁場電流的命令。以對于每個dc負載電流點，在id電流處于其最小值時找到最優(yōu)的勵磁機磁場電流的方式，生成該表。此控制方法不僅實現(xiàn)s/g和icc系統(tǒng)的最佳效率，還提供有效的方法，使得操作點可以容易地從發(fā)電模式擺動到再生模式，即電動機模式。因此，實現(xiàn)以最快速的方式將dc母線上的過多的能量發(fā)送回發(fā)電機。第三實施例的第三方面涉及在發(fā)電模式期間提供igbt換向方法。igbt的換向基于無傳感器電壓模式，其是啟動模式中使用的類似的無傳感器方法。然而，因為操作模式在只是二極管的模式和igbt模式之間變化，在進入igbt模式之前，確定轉子位置角。直接從線間電壓測量值而不是從svpwm命令獲得vα和vβ。

通過將dc母線上的過多能量吸收到機器中，同時調節(jié)母線電壓來實現(xiàn)再生。在發(fā)電模式期間，可能有由負載產生的過多的能量。此過多的能量提高了dc母線電壓。此能量能夠由機器通過本發(fā)明的過度調制svpwm提供的再生方法吸收。在這種情況中，主逆變器數(shù)字控制使電壓角θv的方向反向，迫使主igbt/二極管橋進入電動機模式。因此，功率流的方向將會被反向。功率將從負載流入機器中。過度調制阻止igbt開關，因此最小化開關損耗。本發(fā)明的這個方面提供將主igbt/二極管橋從發(fā)電模式擺動到再生模式的快速方式，反之亦然。

在本公開的主題中，考慮了在前述的環(huán)境中的其它實施例和配置。例如，第四實施例圖示于圖6中。第四實施例具有與第一、第二和第三實施例相似的元件；因此，相同的零件將用相同的數(shù)字標識，要理解，第一、第二和第三實施例的相同零件的描述適用于第四實施例，除非另外指出。

現(xiàn)有的實施例和第四實施例之間的一個不同是第四實施例已經去掉了接觸器220。盡管在第四實施例中不包括接觸器220，但本發(fā)明的替代性實施例可以包括如本文中描述的接觸器220。

現(xiàn)有的實施例和第四實施例之間的另一個不同是如所示的第四實施例用基于金屬氧化物半導體場效應晶體管(mosfet)的橋配置諸如主機mosfet橋310和勵磁機mosfet橋312，代替每個勵磁機120和主機110的igbt/二極管橋。每個相應的mosfet橋310包括個別可控的mosfet器件314的陣列，并且除了mosfet體二極管之外，每個器件314可以被可選地配置以包括在mosfet體二極管兩端配置的外部二極管。替代性地，本發(fā)明的實施例能夠使得消除用于寬帶隙mosfet器件314的外部二極管，這是由于器件314具有不期望的體二極管電特性，諸如較高的功率損耗。主機mosfet橋310與主機數(shù)字控制組件330通信耦連，并可由主機數(shù)字控制組件330控制。同樣，勵磁機mosfet橋312與勵磁機主機數(shù)字控制組件340通信耦連，并可由勵磁機主機數(shù)字控制組件340控制。

每個mosfet314和/或每個mosfet橋310、312可以包括一個或多個固態(tài)開關和/或寬帶隙器件，諸如基于碳化硅(sic)和/或氮化鎵(gan)的高帶寬電力開關mosfet?？梢曰诠虘B(tài)材料構造，以較小或較輕的形式因子處理大的功率水平的能力，以及非?？焖俚貓?zhí)行電力操作的高速開關能力，選擇sic或gan。可以包括其它寬帶隙器件和/或固態(tài)材料器件。

示出每個數(shù)字控制組件330、340與相應的mosfet橋310、312的每個mosfet314門極耦連，并根據(jù)本文中描述的各種模式操作以控制和/或驅動每個相應的橋310、312。例如，主機數(shù)字控制組件330連同其嵌入軟件可以控制主機mosfet橋310，以(1)生成ac電，以在啟動模式中驅動s/g100，用于啟動飛行器的原動機，和(2)如上文描述的，在原動機已經啟動之后，在啟動器/發(fā)電機100的發(fā)電模式中，將從啟動器/發(fā)電機100獲得的ac電轉換成dc電。在第四實施例的操作期間，主機數(shù)字控制組件330可以可控地操作主機橋310以在飛行器的原動機啟動之后將控制方法從啟動模式切換到發(fā)電模式。

在一個示例中，主機mosfet橋310和主機數(shù)字控制部件330可以被配置成在啟動模式中使用如本文中描述的svpwm驅動橋310。如本文中使用的“驅動”mosfet橋可以包括根據(jù)例如svpwm的控制方法示例來操作門極控制和/或開關模式。附加的開關模式是可行的。

在另一示例中，主機mosfet橋310和主機數(shù)字控制組件330可以被配置成在發(fā)電模式中使用基于反向導通的無源整流方法驅動橋310。已經在圖7中以簡化的電路示出基于反向導通的無源整流的一個示例。在第一電路400中，示出通過反向傳導電流，即在從源極端子到漏極端子的方向上在mosfet通道中傳導電流，單相電流穿過具有有源門極的第一mosfet402(例如電流正穿過與體二極管相對的mosfet通道)。電流還穿過電負載404，并通過具有有源門極還反向導通的第二mosfet406返回，第一電路400還圖解說明具有無源門極(例如不經由mosfet通道導通)的第三mosfet408。

第二電路410圖解說明第一可控開關事件，其中，示出每個第二mosfet406和第三mosfet408具有無源門極，并且返回電流通過每個相應的mosfet406、408體二極管傳導。在第二電路410的第一可控開關事件期間，示出電流從第二mosfet406換向到第三mosfet408。第三電路420圖解說明第二可控開關事件，其中，示出第三mosfet408具有有源門極，并經由mosfet通道反向傳導電流。在第三電路420中，第二或第三mosfet406、408都不經由相應的體二極管傳導電流。

盡管圖7只圖示一個相的可控開關事件，但可以使用基于反向導通的無源整流的方法來控制mosfet橋(經由mosfet門極控制和定時)以將三相ac電整流提供至dc電，如本文中描述的。

在又一另外的示例中，主機數(shù)字控制組件330連同其嵌入軟件可以控制主機mosfet橋310，使得橋310在電動機模式中生成ac電以驅動s/g100，用于監(jiān)測和/或使飛行器的原動機運動，以便對s/g100和/或原動機執(zhí)行測試和/或診斷。在此示例中，主機mosfet橋310和主機數(shù)字控制組件330可以被配置成在電動機模式中使用如本文中描述的svpwm操作和/或驅動橋310。

因此，主機mosfet橋310可以如由主機數(shù)字控制組件330的控制可控地動作以逆變和/或轉換功率。盡管只描述了主機mosfet橋310的操作，但其它實施例可以包括勵磁機mosfet橋312的類似操作，其中，勵磁機mosfet橋312被勵磁機數(shù)字控制組件340可控地操作，以在發(fā)電模式中使用svpwm驅動勵磁機mosfet橋312。如同之前的實施例，盡管描述了雙向功率流(即啟動器/發(fā)電機100)，但實施例可以包括單向功率流，諸如發(fā)電機。而且，可以包括附加部件，例如主機mosfet橋310數(shù)字信號處理器(dsp)，以諸如通過感測或預測啟動器/發(fā)電機100轉子位置，提供與主機數(shù)字控制組件330的定時和/或方法操作有關的輸入。

實施例還可以被配置成使得例如通過操作主機數(shù)字控制組件330以控制主機mosfet橋310，使得過多的能量儲存在飛行器的轉子和/或原動機的動能中，主機mosfet橋310吸收飛行器電力系統(tǒng)的過多電能，并且其中，主機橋門極驅動器操作以在再生模式中使用空間矢量脈寬調制驅動主機基于mosfet的橋。

在第五實施例中，如圖8中所示的，啟動器/發(fā)電機100還可以包括與主機110和/或icc200的dc電輸出452選擇性耦連的負載平衡單元(llu)450。llu450可以包括例如具有電力儲存裝置470(諸如電池、燃料電池或超級電容器)的集成冗余再生功率變換系統(tǒng)。llu450可以被配置成這樣操作，使得在過多電力的時段中，飛行器電力系統(tǒng)的電能被電力儲存裝置470選擇性吸收和/或接收(即“接收模式”)，過多電力的時段例如當過多的能量從飛行器電力飛行控制致動返回，或者從啟動器/發(fā)電機100有過多功率生成時。llu450還可以被配置成這樣操作，使得在峰值功率或不充足功率生成的時段中，諸如在發(fā)動機啟動和/或高功率系統(tǒng)需求，諸如飛行控制致動期間，電力儲存裝置470的電能被供應(即“供電模式”)。

如所示的，llu450可以包括逆變器/變換器/控制器，諸如與本文中描述的主機mosfet橋310類似的llu基于mosfet的橋480，其輸出與啟動器/發(fā)電機100的dc輸出選擇性并聯(lián)。llu數(shù)字控制組件460可以被包括并被配置成在各種操作模式中選擇性驅動llumosfet橋480。例如，當llu450在供電模式期間正操作以將dc電供應至啟動器/發(fā)電機100的dc電輸出時，llu數(shù)字控制組件460可以通過使用雙極脈寬調制(pwm)方法操作llumosfet橋480的門極。llu450可以在供電模式中操作以將電力提供至主機mosfet橋310，以如本文中描述的在啟動和/或電動機模式中操作。在另一示例中，當llu450在接收模式中正操作以從啟動器/發(fā)電機的dc電輸出接收dc電時，llu數(shù)字控制組件460可以通過使用雙極pwm方法操作llumosfet橋480的門極。

llu450可以在接收模式中操作以從主機mosfet橋310吸收功率，同時如本文中描述的在發(fā)電模式中操作。在這個意義上，llu450可以操作以向飛行器電力系統(tǒng)釋放電力，以及由過多的電力對飛行器電力系統(tǒng)重新充電。實施例還可以被配置成使得在llu450故障的情況下，例如通過操作主機數(shù)字控制組件330以控制主機mosfet橋310，使得過多的能量儲存在飛行器的轉子和/或原動機的動能中，主機mosfet橋310吸收飛行器電力系統(tǒng)的過多的電能，并且其中，主機橋門極驅動器操作以在再生模式中使用空間矢量脈寬調制驅動主機基于mosfet的橋。如同上文描述的本發(fā)明的實施例，每個相應的mosfet橋310、312、480包括個體可控的mosfet器件314的陣列，除了mosfet體二極管之外，每個器件314可以被可選地配置成包括配置在mosfet體二極管兩端的外部二極管。

在又一另外的示例性實施例中，如圖9中所示的，啟動器/發(fā)電機100還可以包括四橋臂逆變器550，四橋臂逆變器550與主機110和/或icc200的dc電輸出452耦連。四橋臂逆變器550可以操作以在發(fā)電模式中將從主機110和/或icc200的dc電輸出452接收的dc電轉換成ac電，并且還可以操作以在啟動模式中生成并提供dc電，以驅動啟動器/發(fā)電機，用于啟動飛行器的原動機。

如所示的，四橋臂逆變器/變換器550可以包括逆變器/變換器/控制器，諸如類似于本文中描述的主機mosfet橋310的四橋臂基于mosfet的橋580，并被配置成相對于三相ac電，具有針對ac電的三個不同相的三個輸出582和針對中性輸出的第四輸出584。在一個示例中，三相ac輸出可以是400hz。實施例還可以包括四橋臂數(shù)字控制組件560，其被配置成在各個操作模式中選擇性驅動四橋臂mosfet橋580。例如，當四橋臂逆變器/變換器550在發(fā)電模式中操作以將來自dc電輸出452的dc電轉換成三相(和中性)ac電時，四橋臂數(shù)字控制組件560可以通過使用雙極pwm方法操作四橋臂mosfet橋580的門極。四橋臂逆變器/變換器550還可以在啟動模式中操作以將電力提供至主機mosfet橋310，從而通過使用雙極pwm方法，操作四橋臂mosfet橋580的門極在啟動和/或電動機模式操作，如本文中描述的。

實施例還可以被配置成使得主機mosfet橋310通過例如操作主機數(shù)字控制組件330以控制主機mosfet橋310，使得過多的能量儲存在飛行器的轉子和/或原動機的動能中，吸收飛行器電力系統(tǒng)的過多的電能，并且其中，主機橋門極驅動器在再生模式中使用空間矢量脈沖寬度調制操作以驅動主機基于mosfet的橋。如同上文描述的本發(fā)明的實施例，每個相應的mosfet橋310、312、580包括個體可控的mosfet器件314的陣列，除了mosfet體二極管之外，每個器件314可以被可選地配置成包括配置在mosfet體二極管兩端的外部二極管。

本發(fā)明的附加實施例考慮本文中描述的基于mosfet的橋的替代性重復。例如，本發(fā)明的一個實施例可以具有勵磁機mosfet橋312和llumosfet橋480。本發(fā)明的另一實施例可以具有主機mosfet橋310和四橋臂mosfet橋580。本發(fā)明的又一實施例可以只具有主機mosfet橋310。而且，本文中描述的任何mosfet橋可以根據(jù)替代性或變化的控制方法操作，并且可以包括相似或不相似的材料和/或固態(tài)器件。另外，各個部件的設計和設置可以被重新排列，使得可以實現(xiàn)許多不同的在線配置。

本文中公開的實施例提供具有基于mosfet的橋構造的飛行器啟動和發(fā)電系統(tǒng)。能夠在上面的實施例中實現(xiàn)的一個優(yōu)點是上面描述的實施例實現(xiàn)基于mosfet的可控橋，其能夠基于控制方法和/或模式執(zhí)行逆變和變換功能。例如，通過對某些功能利用svpwm，啟動器/發(fā)電機能夠實現(xiàn)同步門控，同時最小化基于mosfet的橋的損耗。而且，當在基于反向導通的無源整流的反向方向上在mosfet器件兩端傳導電流時，mosfet兩端的功率損耗可能低于由二極管中的正向電壓降引起的功率損耗，因此進一步最小化功率損耗。

此外，隨著電子飛行控制致動的興起，與常規(guī)的飛行控制致動相比，對飛行器的電力系統(tǒng)的需求提高。而且，當由于電子飛行控制致動造成的對電力系統(tǒng)的增加地需求停止時，電力系統(tǒng)的可用電力的增加可能威脅可能被電涌損壞的其它敏感電子器件。并入如本文中描述的基于mosfet的門極控制方法的llu提供當電力需求很高時的補充電力，并當電力需求很低時吸收過多的電力。

能夠在上面的實施例中實現(xiàn)的又一優(yōu)點是寬帶隙mosfet器件相比常規(guī)的半導體器件，具有較低損耗、較高開關頻率和較高操作溫度的優(yōu)點。而且，盡管在控制方法中使用體二極管，并且體二極管往往具有比單獨mosfet操作更高的功率損耗，這些二極管的使用被最小化，這又為電力系統(tǒng)提供較低的功率損耗。

能夠在上面的實施例中實現(xiàn)的又一優(yōu)點是實施例具有相比啟動器/發(fā)電機、勵磁機、llu和四橋臂逆變器/變換器系統(tǒng)的優(yōu)越的重量和尺寸優(yōu)點。而且，固態(tài)器件，諸如基于mosfet的橋具有較低故障率和提高的可靠性。在設計飛行器部件時，要解決的重要因素是尺寸、重量和可靠性。本發(fā)明產生的實施例具有較低重量、較小尺寸、提高的性能和提高的可靠性的系統(tǒng)。降低的重量和尺寸與飛行中的競爭優(yōu)勢相互關聯(lián)。

在尚未描述的程度上，可以根據(jù)需要相互結合使用各個實施例的不同特征和結構。不能在所有實施例中被圖示的一個特征不旨在解讀為其不能夠圖示，而是出于描述的簡潔進行的。因此，不同實施例的各個特征可以根據(jù)需要被混合、匹配以形成新實施例，而不管新實施例是否被明確地描述。本文中描述的特征的所有組合或排列由本公開所覆蓋。

本書面說明書使用示例來公開本發(fā)明(包括最佳模式)，還使得任意本領域技術人員可實施本發(fā)明(包括制造和使用任意裝置或系統(tǒng)和執(zhí)行任意結合的方法)。本發(fā)明的專利范圍由權利要求書限定，并且可以包括本領域技術人員想到的其他示例。如果這樣的其他示例具有與權利要求書的文字語言沒有不同的結構元件、或者如果這樣的其他示例包括與權利要求書的文字語言具有非實質性區(qū)別的等同結構元件，則這樣的其他示例意欲落入權利要求的范圍內。