本公開內(nèi)容涉及一種用于開關(guān)轉(zhuǎn)換器的準諧振模式電壓控制的設(shè)備，開關(guān)轉(zhuǎn)換器特別地(但不意味著通用性的任何損失)是一種功率因數(shù)校正轉(zhuǎn)換器(以下稱為PFC轉(zhuǎn)換器)。

背景技術(shù)：

眾所周知，在開關(guān)模式電源(SMPS)或固態(tài)照明(SSL)系統(tǒng)中使用的電壓轉(zhuǎn)換器通常被用來滿足關(guān)于相應(yīng)的電氣性能的嚴格規(guī)范。特別地，轉(zhuǎn)換器被用來保證在沒有負載的狀況下(例如，耗散功率小于300mW)的高質(zhì)量因數(shù)(用基本單位功率因數(shù)——PF，例如大于0.9)和高效率/低功耗。

通常，這些功率轉(zhuǎn)換器被設(shè)計成將在輸入處接收的量，例如來自電網(wǎng)電源的AC電壓，轉(zhuǎn)換成經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出量，例如DC電壓，以為例如LED群組的電負載供電。

例如，高功率因數(shù)滿足由標(biāo)準(例如，由歐洲的IEC 61000-3-2標(biāo)準和日本的JEITA-MITI標(biāo)準)所設(shè)想的諧波電流發(fā)射的限制；而高效率/低功耗滿足能量效率規(guī)范，例如用于外部電源的ENERGY STAR 2.0或用于計算機的ENERGY STAR 5.0等。

特別地，當(dāng)期望高輸出功率(例如，高于50W-75W)時，已知使用具有兩級架構(gòu)的功率轉(zhuǎn)換器，其中第一級典型地定義PFC轉(zhuǎn)換器，例如升壓型。在這種情況下，PFC轉(zhuǎn)換器執(zhí)行AC電網(wǎng)電壓的升壓操作，在輸出處生成例如值為400V的經(jīng)調(diào)節(jié)的DC電壓。PFC轉(zhuǎn)換器由適當(dāng)?shù)目刂圃O(shè)備控制，用于調(diào)節(jié)在從電力電網(wǎng)的吸收中的功率因數(shù)。

作為示例，圖1示出了功率轉(zhuǎn)換器的電路圖，例如整體由1指示的升壓型PFC轉(zhuǎn)換器，其由2指示的相應(yīng)的控制設(shè)備控制(然而應(yīng)當(dāng)強調(diào)，后面的內(nèi)容可應(yīng)用于不同的轉(zhuǎn)換器拓撲，例如反激式或降壓-升壓型)。

控制設(shè)備2被制成集成電路，并且具有封裝和相應(yīng)的輸入管腳和輸出管腳。該集成電路可以與定義功率轉(zhuǎn)換器1的電路組件一起安裝在同一印刷電路板(PCB)上。

特別地，在該配置中，功率轉(zhuǎn)換器1具有：其上存在輸入電壓V_in(經(jīng)整流的正弦波)的輸入端子IN，從例如由電網(wǎng)電源提供的AC電網(wǎng)電壓V_AC開始由整流器級3(示意性地被示出)生成輸入電壓V_in；以及其上存在輸出電壓V_out的輸出端子OUT，輸出電壓V_out例如是DC電壓，輸出電壓V_out的值高于以期望值(例如，400V)調(diào)節(jié)的輸入電壓V_IN的值。

具有高頻濾波功能的濾波電容器4a被連接到輸入端子IN，而具有電荷存儲功能的存儲電容器4b被連接到輸出端子OUT。濾波電容器4a和存儲電容器4b都被進一步連接到參考端子或接地端子(GND)。

功率轉(zhuǎn)換器1包括：電感器5，其被連接在輸入端子IN和第一內(nèi)部節(jié)點N₁之間；開關(guān)元件6，特別地是功率MOSFET，其被連接在第一內(nèi)部節(jié)點N₁和參考端子之間；以及二極管元件7，其陽極被連接到第一內(nèi)部節(jié)點N₁，其陰極被連接到輸出端子OUT。

開關(guān)元件6具有：被連接到第一內(nèi)部節(jié)點N₁的第一電流傳導(dǎo)端子，特別地是相應(yīng)的MOSFET的漏極端子；被連接到參考端子和控制端子的第二電流傳導(dǎo)端子，特別地是相應(yīng)的MOSFET的源極端子；和與相應(yīng)的MOSFET的柵極端子一致的控制端子。

分壓器8被連接在輸出端子OUT和參考端子之間，并由串聯(lián)連接的第一分壓器電阻器8a和第二分壓器電阻器8b形成，其定義了內(nèi)部節(jié)點N₂，從內(nèi)部節(jié)點N₂取得反饋電壓V_FB。

功率轉(zhuǎn)換器1還包括輔助繞組9，輔助繞組9被磁耦合到電感器5并且在輔助繞組9上存在監(jiān)控電壓V_ZCD。

控制設(shè)備2具有：第一輸入端子2a，其被連接到第二內(nèi)部節(jié)點N₂并被設(shè)計成接收反饋電壓V_FB；第二輸入端子2b，其通過第一耦合電阻器10被連接到輔助繞組9并且被設(shè)計成接收監(jiān)控電壓V_ZCD，監(jiān)控電壓V_ZCD基于輔助繞組9兩端的電壓；以及輸出端子2c，其通過第二耦合電阻器11被連接到開關(guān)元件6的控制端子，并且被設(shè)計成在合適的時機提供控制信號GD，控制信號GD用于在脈寬調(diào)制(PWM)中控制同一開關(guān)元件6的開關(guān)。

控制設(shè)備2具有分別被連接到電源電壓V_CC和參考端子的另外的端子2d、2e。

特別地，控制設(shè)備2可以被配置成在所謂的準諧振模式中控制功率轉(zhuǎn)換器1的操作，準諧振模式也被定義為“過渡模式”、“臨界模式”或“邊界模式”。

在每個開關(guān)周期，控制設(shè)備2控制開關(guān)元件6的閉合達間隔T_ON(占空比的“導(dǎo)通”間隔)，在該間隔期間，來自電源的電流在電感器5中且在開關(guān)元件6中流向地，確定了在同一電感器5中的能量的存儲。

在電壓控制模式中，基于指示輸出電壓V_out的值，控制設(shè)備2通過適當(dāng)?shù)姆答伩刂苹芈穪碓O(shè)置導(dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間，在這種情況下輸出電壓V_out的值從反饋電壓V_FB獲得并且與適當(dāng)?shù)膮⒖茧妷合啾容^(如下文詳細描述)。

以本文未示出的方式，控制回路可替代地基于峰值電流控制。

然后，控制設(shè)備2控制開關(guān)元件6的斷開達間隔T_OFF(占空比的“截止”間隔)，在該間隔期間，先前被存儲在電感器5中的能量經(jīng)由二極管元件7被傳送到負載和電荷存儲元件4b。

特別地，在能量傳輸完成時，電感器5中的電流為零。由于存在于第一內(nèi)部節(jié)點N₁上的電容，主要由于開關(guān)元件6的MOSFET的漏極端子的寄生電容和二極管元件7(截止)的寄生電容，輸入電壓V_in的值周圍的諧振狀況發(fā)生在同一第一內(nèi)部節(jié)點N₁處的電壓上。

根據(jù)準諧振控制模式，在相應(yīng)的MOSFET的漏極電壓上存在的諧波振蕩最小時，開關(guān)元件6閉合(并且相應(yīng)的MOSFET被接通)，這相對于電感器5中的電流歸零的瞬時有一定延遲，因此轉(zhuǎn)換器在零電流和零電壓進行開關(guān)的狀態(tài)下操作，從而實現(xiàn)高效率和最小的導(dǎo)通損耗。這種控制也被稱為“波谷開關(guān)”，只要開關(guān)元件6的閉合發(fā)生在MOSFET漏極電壓的振蕩波谷。

控制設(shè)備2基于監(jiān)控電壓V_ZCD進行波谷狀況的檢測并且因此確定截止間隔T_OFF的持續(xù)時間，監(jiān)控電壓V_ZCD又是基于輔助繞組9兩端的電壓。

圖2示出了電感器5中的電流I_L和控制信號GD(具有導(dǎo)通間隔T_ON，能量在該導(dǎo)通間隔期間被存儲在電感器5中，并且截止間隔T_OFF被示出)對應(yīng)于所示的控制模式的曲線圖。還示出了所謂的續(xù)流(free wheeling)時間間隔T_FW和延遲時間間隔T_R，電感器電流I_L在該續(xù)流時間間隔T_FW中流過二極管元件7(將能量傳輸?shù)酱鎯υ?b上)，延遲時間間隔T_R對應(yīng)于針對波谷開關(guān)的等待間隔，即當(dāng)電感器電流I_L變?yōu)榱愕臅r刻與開關(guān)元件6再次閉合的時刻之間的間隔。

參考圖3，對于實施前面討論的控制方法的控制設(shè)備2的已知類型的實施例，現(xiàn)在呈現(xiàn)其更詳細的描述。例如，該控制設(shè)備2對應(yīng)于由本申請人生產(chǎn)和銷售的編碼為STCMB1的設(shè)備。

控制設(shè)備2包括誤差放大器級12，其具有被連接到第一輸入端子2a并且接收反饋電壓V_FB的反相輸入端子，以及接收有適當(dāng)值的參考電壓V_REF(例如，在控制設(shè)備2內(nèi)由帶隙發(fā)生器生成，從電源電壓V_CC開始)的非反相輸入端子；誤差放大器級12根據(jù)反饋電壓V_FB和參考電壓V_REF之差生成控制電壓V_C，控制電壓V_C指示功率轉(zhuǎn)換器1的輸出電壓V_out的值。

以未詳細描述的方式，RC類型的補償網(wǎng)絡(luò)被耦合到誤差放大器級12的輸出，其被設(shè)計成定義誤差放大器級12的DC增益和相應(yīng)的工作頻率帶寬，以確保控制回路的穩(wěn)定性。

控制設(shè)備2還包括具有第一比較端子、第二比較端子和輸出的比較器級15，第一比較端子被耦合到誤差放大器級12的輸出并且接收控制電壓V_C，第二比較端子接收斜坡電壓V_R，輸出生成比較信號S_C。

特別地，通過用電流發(fā)生器17生成的適當(dāng)?shù)暮愣ǔ潆婋娏鱅_C為具有電容C的電容器16進行充電來生成斜坡電壓V_R。由控制信號SW控制的開關(guān)18進一步與電容器元件16并聯(lián)連接，以確定充電的開始和隨后的放電(并且因此確定斜坡電壓V_R的交替上升和下降的模式)。

控制設(shè)備2還包括S/R觸發(fā)器19，其具有：復(fù)位輸入R，其被連接到比較器級15的輸出并接收比較信號S_C；置位輸入S，其被連接到定時級20；取反輸出其定義開關(guān)18的上述控制信號SW；以及輸出Q，其經(jīng)由驅(qū)動器單元21提供用于控制功率轉(zhuǎn)換器1的開關(guān)元件6的開關(guān)的控制信號GD。

定時級20包括檢測單元26，檢測單元26被耦合到控制設(shè)備2的第二輸入2b并接收監(jiān)控電壓V_ZCD。檢測單元26生成指示電感器5中的零電流狀況開始的檢測信號ZCD。

定時級20還包括：延遲單元22，其被連接到檢測單元26的輸出并被配置成對檢測信號ZCD施加適當(dāng)?shù)臅r間延遲；OR邏輯門24，其具有被連接到延遲單元22的輸出的第一輸入，被連接到啟動器單元25的第二輸入，以及將置位信號S提供給S/R觸發(fā)器19的輸出。

在操作期間，考慮到誤差放大器級12的帶寬足夠窄，例如小于20Hz，可以認為控制電壓V_C在電網(wǎng)周期中基本上恒定(即，DC值)。

斜坡電壓V_R的峰值V_{R_pk}可以表示為：

假設(shè)開關(guān)元件6初始導(dǎo)通，則斜坡電壓V_R一直增加到其達到控制電壓V_C的值為止，從而切換比較器級15的輸出，這使S/R觸發(fā)器19復(fù)位并且導(dǎo)致同一開關(guān)元件6的斷開。

因此，比較器級15的輸出根據(jù)以下表達式確定開關(guān)元件6的導(dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間：

其通過設(shè)置V_{R_pk}＝V_C從上述等式(1)開始被獲得。

應(yīng)當(dāng)注意，在控制電壓V_C恒定的上述假設(shè)下，導(dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間在每個電網(wǎng)周期期間基本上恒定。

在開關(guān)元件6斷開之后，電感器5傳遞存儲電容器4b上累積的能量并傳遞到負載，直到其完全去磁。此時，二極管元件7停止導(dǎo)通，并且第一內(nèi)部節(jié)點N₁上的電壓以及因此的MOSFET的漏極電壓浮置。

由于相應(yīng)的寄生電容和電感器5的電感之間的諧振耦合，該電壓將經(jīng)由振蕩趨向達到瞬時的電網(wǎng)電壓。

然而，在電感器5退磁之后在上述的第一內(nèi)部節(jié)點N₁上發(fā)生的電壓突降被定時級20的檢測單元26檢測到，檢測單元26在檢測到監(jiān)控電壓V_ZCD的下降沿時生成脈沖。

由延遲單元22根據(jù)延遲時間間隔T_R適當(dāng)?shù)匮舆t的檢測信號ZCD中的這個脈沖，因此設(shè)置S/R觸發(fā)器19并再次閉合開關(guān)元件6，從而確定功率轉(zhuǎn)換器1的新的操作周期。

以這種方式，控制方法設(shè)想，在電感器5中的電流達到零電平之后，經(jīng)過適當(dāng)?shù)难舆t，發(fā)生每個新的開關(guān)周期的開始。

應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)控制設(shè)備2的第二輸入2b處還不存在監(jiān)控電壓V_ZCD時，定時級20中的OR邏輯門24的存在使得能夠例如在啟動階段(或在從去激活狀況返回時)開始新的操作周期。該特征還使得功率轉(zhuǎn)換器1在由于任何原因在第二輸入2b上不存在相同的監(jiān)控電壓V_ZCD的情況下不停止。

更詳細地，并且也參考圖4的圖(其示出了控制設(shè)備2中的主電學(xué)量)，輸入電壓V_IN可以被認為基本上是經(jīng)整流的正弦波，即V_IN(θ)＝V_IN，pk|sinθ|，其中θ∈(0，π)。

因此，電感器電流I_L的峰值I_Lpk由下式給出：

將等式(2)帶入：

從圖2的示意圖中可以注意到，功率轉(zhuǎn)換器1的開關(guān)周期T(θ)可以表示為：

T(θ)＝T_ON+T_FW(θ)+T_R (5)

其中，和T_FW(θ)+T_R構(gòu)成截止間隔T_OFF。

此外，功率轉(zhuǎn)換器1的輸入電流I_IN可以通過對一個開關(guān)周期中的電感器電流I_L(t，θ)求平均來確定。再次參考圖2，可以立即驗證下式適用：

在等式(6)中代入前面的等式(4)和(5)：

特別地，從等式(7)發(fā)現(xiàn)，僅在延遲時間間隔T_R為零或基本上可忽略的情況下，輸入電流是純正弦的(因此保證理想的單位功率因數(shù)和理想的零失真)。

然而，已知存在幾種情況和應(yīng)用，其中為了使功率轉(zhuǎn)換器的效率最大化，可以延長延遲時間間隔T_R，延遲時間間隔T_R因此可以不為零。

例如，已知類型的所謂的跳谷控制(valley-skipping control)技術(shù)設(shè)想，在中等或低負載的狀況下，為了控制操作的目的而跳過監(jiān)測電壓V_ZCD的一個或多個波谷，以便限制開關(guān)頻率。

然而，基于先前討論的內(nèi)容，延遲時間間隔T_R的增加導(dǎo)致功率轉(zhuǎn)換器的失真特性(所謂的THD-總諧波失真-因數(shù))的增加，并且特別是在諧波電流發(fā)射中的增加，這可能不允許實現(xiàn)預(yù)期的性能(例如，可能期望小于10％的THD)。

換言之，特別是在中等或低負載的操作狀況下，現(xiàn)有的控制解決方案涉及在失真特性和可能實現(xiàn)的效率特性之間的折衷。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本公開的一個或多個實施例解決了上述強調(diào)的問題。

根據(jù)本申請的一個方面，提供一種用于控制開關(guān)轉(zhuǎn)換器的控制設(shè)備，其特征在于，包括：開關(guān)控制器，所述開關(guān)控制器被配置成生成具有開關(guān)周期的控制信號，以用于控制所述開關(guān)控制器的開關(guān)元件的開關(guān)，所述開關(guān)周期包括第一時間間隔、第二時間間隔和第三時間間隔，在所述第一時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起電感器電流在所述開關(guān)控制器的電感器元件中流動，在所述第二時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起能量從所述電感器元件被傳送，所述第三時間間隔即等待時間間隔，所述第三時間間隔從所述電感器電流的零電平延伸到所述開關(guān)元件的下一次開啟；和預(yù)失真級，所述預(yù)失真級被配置成接收指示所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的控制電壓，并且根據(jù)所述控制電壓以及所述第一時間間隔和所述第三時間間隔之一與所述開關(guān)周期之間的關(guān)系來生成預(yù)失真控制電壓，其中所述開關(guān)控制器被配置成基于所述預(yù)失真控制電壓來控制所述第一時間間隔的持續(xù)時間。

在一個實施例中，所述預(yù)失真級包括被配置成由定時信號控制的放電開關(guān)和充電電容器，所述放電開關(guān)被配置成控制所述充電電容器在所述開關(guān)周期中的所述電感器電流不為零的時間間隔期間的放電。

在一個實施例中，所述預(yù)失真級被配置成根據(jù)所述控制電壓來控制所述充電電容器的充電并且將所述預(yù)失真控制電壓提供為所述充電電容器兩端的電壓。

在一個實施例中，所述預(yù)失真級包括電流發(fā)生器，所述電流發(fā)生器被配置成接收所述控制電壓，并且在被耦合到所述充電電容器的充電節(jié)點上生成基于所述控制電壓的充電電流。

在一個實施例中，所述預(yù)失真級還包括放電電阻器，所述放電電阻器被連接到所述充電節(jié)點和所述放電開關(guān)，并且與所述充電電容器一起來定義時間常數(shù)。

在一個實施例中，所述開關(guān)控制器包括：比較器級，所述比較器級具有第一比較端子、第二比較端子和輸出，所述第一比較端子被配置成接收所述預(yù)失真控制電壓，所述第二比較端子被配置成接收斜坡電壓，所述輸出被配置成基于所述斜坡電壓和所述預(yù)失真控制電壓來提供比較信號；和S/R觸發(fā)器，所述S/R觸發(fā)器具有被連接到所述比較器級的輸出復(fù)位輸入以及被配置成基于所述比較信號來提供所述控制信號的輸出。

在一個實施例中，設(shè)備還包括：輸入端子，所述輸入端子被配置成從被磁耦合到所述電感器元件的輔助繞組接收監(jiān)控電壓；檢測單元，所述檢測單元被耦合到所述輸入端子并且被配置成生成指示所述電感器元件中的零電流狀況的開始的檢測信號；以及延遲單元，所述延遲單元被電耦合到所述檢測單元的輸出并且被配置成施加具有等于所述第三時間間隔的持續(xù)時間的時間延遲；其中，所述S/R觸發(fā)器具有被耦合到所述延遲單元的輸出的置位輸入。

在一個實施例中，所述檢測單元被配置成利用作為所述定時信號的所述檢測信號的取反版本來控制所述放電開關(guān)。

在一個實施例中，所述S/R觸發(fā)器被配置成在所述S/R觸發(fā)器的輸出處產(chǎn)生所述定時信號以用于控制所述放電開關(guān)。

在一個實施例中，設(shè)備還包括：輸入端子，所述輸入端子被配置成接收根據(jù)所述輸出電壓生成的反饋電壓，以及誤差放大器級，所述誤差放大器級具有被連接到所述輸入端子并且被配置成接收所述反饋電壓的第一輸入、被配置成接收參考電壓的第二輸入、以及被配置成根據(jù)所述反饋電壓與所述參考電壓之差來提供所述控制電壓的輸出。

根據(jù)本申請的另一方面，提供一種開關(guān)轉(zhuǎn)換器，其特征在于，包括：電感器元件；開關(guān)元件，所述開關(guān)元件被電耦合到所述電感器元件；控制設(shè)備，所述控制設(shè)備包括：開關(guān)控制器，所述開關(guān)控制器被配置成生成具有開關(guān)周期的控制信號以用于控制所述開關(guān)元件的開關(guān)，所述開關(guān)周期包括第一時間間隔、第二時間間隔和第三時間間隔，在所述第一時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起電感器電流在所述電感器元件中流動，在所述第二時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起能量從所述電感器元件被傳送，所述第三時間間隔即等待時間間隔，所述第三時間間隔從所述電感器電流的零電平延伸到所述開關(guān)元件的下一次開啟；和預(yù)失真級，所述預(yù)失真級被配置成接收指示所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的控制電壓，并且根據(jù)所述控制電壓以及所述第一時間間隔和所述第三時間間隔之一與所述開關(guān)周期之間的關(guān)系來生成預(yù)失真控制電壓，其中所述開關(guān)控制器被配置成基于所述預(yù)失真控制電壓來控制所述第一時間間隔的持續(xù)時間。

在一個實施例中，所述轉(zhuǎn)換器是升壓、反激、降壓-升壓、SEPIC、或zeta(逆SEPIC)類型的轉(zhuǎn)換器。

根據(jù)本申請的另一方面，提供一種電子裝置，其特征在于，包括：開關(guān)轉(zhuǎn)換器，所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器包括電感器元件、被電耦合到所述電感器元件的開關(guān)元件、和被電耦合到所述電感器元件的輸出；輸出級，所述輸出級具有被電耦合到所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器的所述輸出的輸入，并且被配置成向負載提供經(jīng)調(diào)節(jié)的量；以及控制設(shè)備，所述控制設(shè)備被配置成控制所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器，所述控制設(shè)備包括：開關(guān)控制器，所述開關(guān)控制器被配置成生成具有開關(guān)周期的控制信號以用于控制所述開關(guān)元件的開關(guān)，所述開關(guān)周期包括第一時間間隔、第二時間間隔和第三時間間隔，在所述第一時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起電感器電流在所述電感器元件中流動，在所述第二時間間隔中所述控制信號使得所述開關(guān)元件引起能量從所述電感器元件被傳送，所述第三時間間隔即等待時間間隔，所述第三時間間隔從所述電感器電流的零電平延伸到所述開關(guān)元件的下一次開啟；和預(yù)失真級，所述預(yù)失真級被配置成接收指示所述開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的控制電壓，并且根據(jù)所述控制電壓以及所述第一時間間隔和所述第三時間間隔之一與所述開關(guān)周期之間的關(guān)系來生成預(yù)失真控制電壓，其中所述開關(guān)控制器被配置成基于所述預(yù)失真控制電壓來控制所述第一時間間隔的持續(xù)時間。

在一個實施例中，電子裝置還包括輸入級，所述輸入級包括所述轉(zhuǎn)換器，所述轉(zhuǎn)換器被配置成耦合到電源并且提供輸入量；其中所述控制設(shè)備被配置成控制來自所述電源的功率吸收中的功率校正因數(shù)。

本申請?zhí)貏e地提供了一種控制解決方案，該控制解決方案使得可以組合前面討論的控制技術(shù)的有利效果，其反而設(shè)想效率的最大化(通過延遲時間間隔T_R的適當(dāng)延長)，或者替代地設(shè)想諧波電流發(fā)射的最小化。

附圖說明

為了更好地理解本公開，現(xiàn)在僅通過非限制性示例并參考附圖描述其優(yōu)選實施例，其中：

-圖1示出了已知類型的功率轉(zhuǎn)換器和相應(yīng)的控制設(shè)備的一般電路圖；

-圖2示出與圖1的功率轉(zhuǎn)換器相關(guān)聯(lián)的電量的示意圖；

-圖3示出了圖1的功率轉(zhuǎn)換器的控制設(shè)備的更詳細框圖；

-圖4示出了圖3的控制設(shè)備中的電量的示意圖；

-圖5示出了根據(jù)本解決方案的一個實施例的例如圖1所示的類型的開關(guān)轉(zhuǎn)換器的控制設(shè)備的框圖；

-圖6示出了圖5的控制設(shè)備中的電量的示意圖；

-圖7是圖5的控制設(shè)備中的電流發(fā)生器的電路圖；

-圖8和圖9分別示出了圖3和圖5的控制設(shè)備的電量的曲線圖；

-圖10是使用功率轉(zhuǎn)換器的電子設(shè)備的一般框圖；

-圖11示出了根據(jù)本解決方案的另一實施例的功率轉(zhuǎn)換器和相應(yīng)控制設(shè)備的電路圖；

-圖12示出了圖11的功率轉(zhuǎn)換器中的電量的圖；

-圖13示出了對應(yīng)于本解決方案的又一實施例的電量的示意圖；

-圖14示出了根據(jù)本解決方案的上述另一實施例的功率轉(zhuǎn)換器的控制設(shè)備的電路圖；和

-圖15示出了圖14的控制設(shè)備中的電量的曲線圖。

具體實施方式

考慮開關(guān)周期可以表示為T(θ)＝T_ON(θ)+T_FW(θ)+T_R，并且導(dǎo)通時間間隔T_ON(θ)取決于瞬時電網(wǎng)相位角θ(其中0≤θ＝2πf_Lt≤π，f_L是電網(wǎng)頻率)，導(dǎo)通時間間隔T_ON(θ)實際上不必如傳統(tǒng)解決方案中那樣恒定，上述等式(7)可以重寫如下：

如將詳細討論的，本解決方案的一個方面源于本申請人的實現(xiàn)，即在上述等式(8)中可以認出失真因數(shù)，該失真因數(shù)與開關(guān)周期中的取平均的操作相關(guān)聯(lián)并且導(dǎo)致輸入電流I_IN(θ)的值的失真。

該失真因數(shù)由下式給出：

失真因數(shù)由此關(guān)聯(lián)到開關(guān)操作，并且取決于時間間隔T_ON、T_FW和T_R的值。取決于相位角θ，該失真因數(shù)在上述等式(8)中作為乘法因數(shù)介入，從而使輸入電流I_IN的曲線圖失真，否則該曲線將是正弦的。

因此，本解決方案的一個方面設(shè)想通過對控制電壓V_C的值進行預(yù)失真來適當(dāng)?shù)匮a償上述失真，上述預(yù)失真通過上述失真因數(shù)的倒數(shù)給出的預(yù)失真因數(shù)進行，該預(yù)失真因數(shù)由下式給出：

因此，假定控制電壓V_C在上述等式(8)中作為輸入電流I_IN的乘法因數(shù)介入，那么對應(yīng)于由上述的取平均操作引入的失真項的倒數(shù)的這一項使得其失真的影響基本上被抵消。

因此，控制方法設(shè)想從控制電壓V_C開始的預(yù)失真的控制電壓V_CT(θ)的生成，由下式給出：

其中，K是適當(dāng)?shù)某?shù)，并且V_C是最初在控制設(shè)備2(在先前說明的情況中，是存在于誤差放大器級12的輸出處的電壓)中提供的控制電壓，以便確定導(dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間。

一旦已經(jīng)利用上述預(yù)失真因數(shù)消除了失真因數(shù)，就通過考慮等式(8)并且在其中代入預(yù)失真的控制電壓V_CT(θ)的表達式，獲得下式，

這是完美的正弦波，特別是與延遲時間間隔T_R(的持續(xù)時間并且，等效地與導(dǎo)通間隔T_ON和續(xù)流間隔T_FW的持續(xù)時間)無關(guān)。

參考圖5，現(xiàn)在對根據(jù)本解決方案的控制設(shè)備30A的可能實施例進行描述。應(yīng)當(dāng)注意，通常，控制設(shè)備30A以與先前描述的控制設(shè)備2等同的方式實現(xiàn)，并且還可以例如用于功率轉(zhuǎn)換器1中，例如升壓型PFC轉(zhuǎn)換器，其配置等同于參考圖1所討論的配置。然而，應(yīng)當(dāng)強調(diào)的是，如下文所示，如在下文中還在另一方面突出的是，此處所述的內(nèi)容在功率轉(zhuǎn)換器的其他拓撲以及在相應(yīng)的控制設(shè)備的不同配置中也可以找到有利的應(yīng)用。

如上述圖5所示，由于設(shè)置在誤差放大器級12的輸出和比較器級15的反相輸入之間的預(yù)失真級32的存在，控制設(shè)備30A不同于上述的控制設(shè)備2。

特別地，預(yù)失真級32具有輸入32a和輸出32b，輸入32a被連接到誤差放大器級12的輸出并且接收控制電壓V_C，輸出32b向比較器級15的反相輸入端子提供預(yù)失真的控制電壓V_CT(θ)。

預(yù)失真級32包括具有控制輸入的受控電流發(fā)生器34，其被耦合到預(yù)失真級32的輸入32a并且接收控制電壓V_C。該受控電流發(fā)生器34在輸出處在充電節(jié)點N_i上生成充電電流I_CH，該充電電流I_CH的值基于控制電壓V_C，根據(jù)下式：

I_CH(θ)＝G_MV_C (13)

其中，G_M是受控電流發(fā)生器34的電壓/電流增益。

如圖所示，受控電流發(fā)生器34還具有供電輸入，其接收例如功率轉(zhuǎn)換器1的供電電壓V_CC。

預(yù)失真級32還包括連接在節(jié)點N_i和參考端子之間的充電電容器36。

應(yīng)當(dāng)注意，根據(jù)應(yīng)用，充電電容器36可以與控制設(shè)備30A的其它電路元件(即，在同一裸片和/或封裝內(nèi)獲得)集成；或者，充電電容器36可以是電連接到控制設(shè)備30A的輸入端子的分立組件。在后一種情況下，充電節(jié)點N_i構(gòu)成控制設(shè)備30A的另一個輸入端子。

控制設(shè)備30A還包括：

放電電阻器38，其被連接到充電節(jié)點N_i并且還經(jīng)由放電開關(guān)39被連接到參考端子。

放電開關(guān)39接收取反信號作為控制信號，該取反信號構(gòu)成由檢測單元26生成的檢測信號ZCD的取反版本，指示電感器5中的零電流狀況的開始。

在使用中，當(dāng)取反信號為高時，即在電感器5被磁化的時間間隔T(θ)-T_R期間(也參見隨后的圖6)，也即當(dāng)電感器電流I_L非零時，放電電阻器38與充電電容器36并聯(lián)連接。

當(dāng)取反信號為低時，即當(dāng)電感器5被去磁并且電感器電流I_L為零時，同一放電電阻器38被斷開連接并且從充電電容器36斷開耦合。

因此，充電電容器36在電感器5被去磁的延遲時間間隔T_R期間充電，而在開關(guān)周期(T_ON(θ)+T_FW(θ))的剩余時間間隔期間放電，其中電感器5被電感器電流I_L磁化。

換言之，充電電容器36的放電在電感器電流I_L非零的開關(guān)周期T中的時間間隔期間發(fā)生。

充電電容器36兩端的電壓是提供給比較器級15的反相輸入端子的預(yù)失真控制電壓V_CT(θ)(應(yīng)該注意的是，沒有對連接到同一比較器級15的非反相端子的電路組件進行修改)。

在控制電壓V_C在電網(wǎng)半周期期間基本上恒定的假設(shè)下(如前所述)，充電電流I_CH(θ)也基本上恒定。

特別地，為了以下考慮，假設(shè)以下表達式適用：

T(θ)＜＜R_TC_T＜＜1/f_L (14)

其中f_L是電網(wǎng)頻率；即，假設(shè)開關(guān)周期比由放電電阻器38和充電電容器36定義的時間常數(shù)R_TC_T低得多，并且相同的時間常數(shù)R_TC_T遠低于該電網(wǎng)周期。如果該假設(shè)有效，則充電電容器36上的開關(guān)頻率的紋波是可忽略的。此外，充電電流I_CH(θ)在每個電網(wǎng)半周期期間基本上是恒定的。

在充電電容器36上應(yīng)用電荷平衡關(guān)系(考慮到充電電流I_CH在整個周期T(θ)內(nèi)流向充電電容器36并且在間隔T(θ)-T_R期間發(fā)生朝向參考端子的放電，可以獲得以下表達式：

將針對充電電流I_CH(θ)的等式(13)代入等式(15)，并且針對預(yù)失真的控制電壓V_CT(θ)進行求解，獲得以下表達式：

其具有與等式(11)相同的形式，并且因此用常數(shù)K滿足了控制目標(biāo)，常數(shù)K由下式給出：

K＝G_MR_T (17)

因此，可以得出結(jié)論，所提出的解決方案使得可以獲得總為正弦的輸入電流I_IN是可能的，特別是甚至在延遲時間間隔T_R非零的情況下。

如前所述，在所提出的解決方案中，導(dǎo)通間隔T_ON不是像傳統(tǒng)的解決方案中那樣是恒定的，而是根據(jù)下面的表達式取決于瞬時電網(wǎng)相位θ：

以類似于先前在圖4中所示的方式，圖6示出了控制設(shè)備30A中的主電量，其曲線反映了先前已經(jīng)示出的內(nèi)容。

參考圖7，現(xiàn)在討論受控電流發(fā)生器34的可能的電路實施例，其在這種情況下包括運算放大器40，其非反相端子被連接到受控電流發(fā)生器34的控制輸入并且接收控制電壓V_C，其輸出端子被連接到晶體管41的基極端子，而其反相端子被連接到同一晶體管41的發(fā)射極端子。

受控電流發(fā)生器34還包括：電阻器43，其被連接在晶體管41的上述發(fā)射極端子和參考端子之間；和電流鏡44，其以本身已知的方式(本文中未詳細描述)由一對晶體管44a、44b構(gòu)成。

特別地，電流鏡44的第一分支被連接到晶體管41的集電極端子，而電流鏡44的第二分支被連接到受控電流發(fā)生器34的輸出，以提供充電電流I_CH。

可以立即驗證，在該解決方案中，充電電流I_CH由以下表達式給出：

其中，R_M是電阻器43的電阻，而s是電流鏡44的鏡像因數(shù)。

因此，上述電壓/電流增益G_M在這種情況下由下式給出

本申請人已經(jīng)測試并驗證了由若干模擬和實驗測試提出的解決方案。

作為示例，圖8和圖9提供了如圖8所示的根據(jù)已知技術(shù)的控制設(shè)備(特別是圖3的控制設(shè)備2)的性能與如圖9所示的根據(jù)本解決方案的控制設(shè)備30的性能之間的比較。

在這兩種情況下，功率轉(zhuǎn)換器以半負載操作，并且啟用跳谷模式以便提高效率。

可以立即證實所提出的解決方案能夠大大減少波形失真，從而獲得失真因數(shù)THD的顯著減小，從大約29％(在傳統(tǒng)解決方案中)減小到大約10％(在所提出的解決方案中)。

如前所述，功率轉(zhuǎn)換器1和相應(yīng)的控制設(shè)備30A可以有利地用在開關(guān)電源50中，如圖10所示。

特別地，開關(guān)電源50包括在該示例中經(jīng)由EMI濾波器53被連接到電網(wǎng)52的整流器級3(例如，二極管橋類型)以及被連接到整流器級3的輸出的輸入電容器元件4a，輸入電壓V_IN存在于整流器級3上。

如先前所定義的，開關(guān)電源50還包括功率轉(zhuǎn)換器1，其輸入端子IN被連接到輸入電容器元件4a，其輸出端子OUT被連接到電荷存儲元件4b。

控制設(shè)備30A控制功率轉(zhuǎn)換器1的操作，以確保來自電網(wǎng)52的吸收中的期望功率因數(shù)。

開關(guān)電源50還包括輸出功率轉(zhuǎn)換器56，在DC/DC型的示例中，其輸入被連接到輸出電容器元件4b并且其被設(shè)計成向負載或最終用戶(未示出)提供輸出電壓的期望值，該值例如相對于輸出電壓V_OUT的值適當(dāng)減小。

所提出的解決方案的優(yōu)點從前面的描述中清楚地顯現(xiàn)出來。

在任何情況下，再次強調(diào)的是，本解決方案允許克服已知類型的控制解決方案的限制，使得除了其他特征之外還可以獲得理想的正弦輸入電流I_IN，并且在任何情況下獲得小于10％的失真因數(shù)。

同時，所提出的控制解決方案使得能夠在沒有任何影響的情況下使用旨在最大化任何負載條件下的效率的控制技術(shù)(諸如跳谷技術(shù)，或者通常設(shè)想延遲時間間隔T_R的適當(dāng)?shù)摹⑸踔裂娱L的持續(xù)時間的技術(shù))。

最后，顯然可以對在此描述和示出的內(nèi)容進行修改和變化，而因此不脫離本公開的范圍。

特別地，再次強調(diào)的是，盡管在前面的描述中明確提及了升壓型轉(zhuǎn)換器，但是本解決方案還可以有利地應(yīng)用于不僅針對功率因數(shù)-控制應(yīng)用的轉(zhuǎn)換器的其他拓撲。

在這方面，圖11示出了所提出的解決方案應(yīng)用于由1’指示的反激型(flyback type)的功率轉(zhuǎn)換器。

為了不對本討論造成負擔(dān)，不詳細描述已知類型的功率轉(zhuǎn)換器1’的電路配置，但是僅強調(diào)的是，前面描述的解決方案在該功率轉(zhuǎn)換器1’中也發(fā)現(xiàn)了類似的應(yīng)用，其中由于其電路拓撲不同而具有一些差異。

特別地，在這種情況下，反激式轉(zhuǎn)換器的變壓器的初級繞組對應(yīng)于升壓變換器的電感器5(并因此用相同的附圖標(biāo)記指示)。在這種情況下，電感器電流I_L流過由該初級繞組構(gòu)成的電感器元件。

在這種情況下，控制電壓V_C從反饋電流I_FB開始獲得，反饋電流I_FB從功率轉(zhuǎn)換器1’的變壓器的絕緣次級繞組60被引出。該反饋電流I_FB在控制電阻器51中生成控制電壓V_C，控制電阻器51連接在控制設(shè)備30B的電源端子和第一輸入端子2a之間。

以總的類似于先前所描述的方式，控制電壓V_C通過預(yù)失真級32被預(yù)失真以生成預(yù)失真控制電壓V_CT(θ)。以與之前討論的方式總的類似的方式獲得預(yù)失真級32，唯一的區(qū)別在于放電開關(guān)39在這種情況下受S/R觸發(fā)器19的信號Q控制。

事實上，在這種情況下，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員顯而易見的是，在開關(guān)周期期間與電感器電流I_L的取平均操作相關(guān)聯(lián)的失真因數(shù)由下式給出：

應(yīng)當(dāng)注意，在這種情況下，該失真因數(shù)與相對于開關(guān)周期T(θ)的第一時間間隔T_ON的持續(xù)時間相關(guān)聯(lián)。實際上，還假定了可忽略的延遲時間間隔TR，失真因數(shù)不為零(T_ON/T)。

當(dāng)信號Q為高(并且控制信號GD也為高)時，即在導(dǎo)通間隔T_ON期間，放電開關(guān)39閉合，而當(dāng)信號Q為低(并且控制信號GD也為低)時，即在開關(guān)周期T(θ)的截止間隔T_OFF期間，放電開關(guān)39斷開。

同樣在這種情況下，充電電容器36的放電在開關(guān)周期T中的時間間隔期間發(fā)生，在該時間間隔期間電流I_L是非零的(在這種情況下，電流I_L流過由變壓器的初級繞組構(gòu)成的電感器元件5)。

因此，在本實施例中，預(yù)失真級32中的控制電壓V_C所乘的預(yù)失真因數(shù)由下式給出：

為了完整性，下面在任何情況下都提供與該另一實施例有關(guān)的全部有意義的方程。此外，以與先前討論的類似的方式，圖12示出了功率轉(zhuǎn)換器1’中的主電學(xué)量。

如上所述，應(yīng)用相對于預(yù)失真級32的充電電容器36的電荷平衡的考慮：

考慮到等式(13)也在這種情況下有效，則獲得下式：

此外，考慮用于比較器級15的V_{R_pk}＝V_CT(θ)和先前論述的等式(2)，得到以下表達式：

將上述等式(25)代入等式(3)，電感器電流的峰值由下式給出：

在開關(guān)周期上通過對電感器電流I_L(t，θ)取平均而獲得的功率轉(zhuǎn)換器的輸入電流在這種情況下由下式給出：

將其代入等式(26)并且考慮表達式V_IN(θ)＝V_IN，pk|sinθ|再次有效：

根據(jù)需要，特別地，與延遲時間間隔T_R的持續(xù)時間無關(guān)，該電流在所有條件下都是正弦的。

即使不會詳細討論，在這一點上也將顯而易見的是，所討論的解決方案可以如何在功率轉(zhuǎn)換器的進一步的若干拓撲中找到有利的應(yīng)用，例如降壓-升壓、SEPIC、zeta(逆SEPIC)類型和相應(yīng)的變型，例如在所有在該類型的輸入和輸出之間具有轉(zhuǎn)換或增益因數(shù)的轉(zhuǎn)換器中：

其中，D是開關(guān)周期的占空比，即導(dǎo)通周期T_ON和開關(guān)周期T之間的比率。

現(xiàn)在，通過示例的方式，再次參考針對升壓型功率變換器的應(yīng)用來描述本解決方案的另一可能的變型。

如在圖13的曲線圖所示，并且另一方面對于本領(lǐng)域技術(shù)人員將是已知的，由于在實施功率轉(zhuǎn)換器的開關(guān)元件的MOSFET的漏極端子處的寄生電容，可能發(fā)生電感器電流I_L變?yōu)樨?。因此，可能發(fā)生電感器電流I_L的峰值I_{L_pk}低于期望值。

為了對該影響進行補償，已知的控制解決方案設(shè)想，例如通過適當(dāng)?shù)匮舆t斜坡電壓V_R的斜坡的開始來適當(dāng)?shù)卦黾訉?dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間，斜坡電壓V_R的斜坡只要電感器電流I_L變?yōu)檎烷_始(而不是因此與控制信號GD同步)。

作為該已知技術(shù)的替代，如在圖14中所示，通過經(jīng)由取反信號的修改版本適當(dāng)?shù)仳?qū)動預(yù)失真級32的放電開關(guān)39，本解決方案可以實現(xiàn)延長導(dǎo)通間隔T_ON的持續(xù)時間的所需效果。

特別地，放電開關(guān)39在這種情況下由被修改的驅(qū)動信號驅(qū)動，該修改的驅(qū)動信號具有相對于取反信號而適當(dāng)延長的持續(xù)時間。

如在上述的圖13和圖15的曲線圖中所示，被修改的驅(qū)動信號的持續(xù)時間相對于取反信號被適當(dāng)?shù)匮娱L，以這種方式可以獲得預(yù)失真控制電壓V_CT的增加，并且因此獲得導(dǎo)通間隔T_ON的期望增加。

在該示例中，可以通過將電感器電流與正閾值TH進行比較來獲得修改的驅(qū)動信號特別地，修改的驅(qū)動信號在電感器電流I_L跨過閾值TH時切換。

最后要強調(diào)的是，功率轉(zhuǎn)換器也可以由不同于電網(wǎng)電源的電源來提供。此外，根據(jù)本解決方案的轉(zhuǎn)換器可以有利地提供電壓調(diào)節(jié)器或轉(zhuǎn)換器，上述處理已經(jīng)通過非限制性示例明確地參考了電壓調(diào)節(jié)器或轉(zhuǎn)換器，或者提供電流調(diào)節(jié)器或轉(zhuǎn)換器(例如，用于LED驅(qū)動器設(shè)備或電池充電器)。

上述的不同實施例可以被組合來提供進一步的實施例?？梢园凑丈厦嬖斒龅恼f明對該實施例做出這些和其他改變。通常，在下面的權(quán)利要求中，所使用的術(shù)語不應(yīng)被解釋為將權(quán)利要求限制于說明書和權(quán)利要求中公開的具體實施例，而是應(yīng)當(dāng)被解釋為包括所有可能的實施例以及這些權(quán)利要求所賦予的等同物的全部范圍。因此，權(quán)利要求不受本公開限制。