本發(fā)明涉及APF(有源濾波器)的一種控制方法，特別涉及對(duì)APF輸出電流和指令電流的預(yù)測(cè)方法。

背景技術(shù)：

有源濾波器(APF)作為一種諧波治理手段越來越受到人們的關(guān)注和應(yīng)用，它的結(jié)構(gòu)如圖1中所示。APF的控制方法是影響其補(bǔ)償性能和效果的重要因素，實(shí)時(shí)性和動(dòng)態(tài)性能是衡量控制器控制效果的重要指標(biāo)。但由于數(shù)字控制系統(tǒng)存在固有的采樣延時(shí)，它會(huì)對(duì)控制效果產(chǎn)生一定的影響。

因此，采用卡爾曼最優(yōu)預(yù)測(cè)對(duì)補(bǔ)償電流進(jìn)行預(yù)測(cè)，采用一階線性插值方法對(duì)補(bǔ)償指令電流進(jìn)行預(yù)測(cè)，能夠補(bǔ)償數(shù)字控制系統(tǒng)的采樣延時(shí)，在一定程度上改善補(bǔ)償效果。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對(duì)數(shù)字控制系統(tǒng)固有的采樣延時(shí)，提出對(duì)補(bǔ)償電流采用卡爾曼最優(yōu)預(yù)測(cè)方法、對(duì)指令電流采用一階線性預(yù)測(cè)的方法，補(bǔ)償數(shù)字控制系統(tǒng)的采樣延時(shí)，提升控制系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性和補(bǔ)償精度。

為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

將指令電流和APF輸出電流通過一拍預(yù)測(cè)代入無源控制律中；無源控制器經(jīng)過運(yùn)算生成調(diào)制波，經(jīng)過PWM調(diào)制后，產(chǎn)生控制APF開關(guān)管的脈沖信號(hào)。指令電流通過一階線性插值進(jìn)行預(yù)測(cè)，APF輸出電流則是利用基于APF離散數(shù)學(xué)模型的卡爾曼最優(yōu)預(yù)測(cè)獲得下一個(gè)采樣時(shí)刻的預(yù)測(cè)值。通過對(duì)指令電流和APF輸出電流的預(yù)測(cè)可以抵消數(shù)字系統(tǒng)固有的采樣延時(shí)，提升有源濾波器的補(bǔ)償性能。

具體步驟為：

步驟1)、將負(fù)載的諧波電流和有源濾波器輸出電流經(jīng)過park變換，生成的dq分量作為控制器的輸入，其中park變換角由負(fù)載電壓鎖相環(huán)節(jié)產(chǎn)生，所述控制器包括負(fù)載諧波電流與有源濾波器輸出電流的預(yù)測(cè)環(huán)節(jié)和無源控制環(huán)節(jié)。

步驟2)、負(fù)載諧波電流dq分量經(jīng)過一階線性插值預(yù)測(cè)下一個(gè)采樣時(shí)刻的電流。

步驟3)、建立有源濾波器在dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下離散數(shù)學(xué)模型，采用卡爾曼最優(yōu)預(yù)測(cè)，預(yù)測(cè)有源濾波器輸出電流下一個(gè)采樣時(shí)刻的電流；

步驟4)、將負(fù)載諧波電流預(yù)測(cè)值和有源濾波器輸出電流的預(yù)測(cè)值作為無源控制器輸入，基于有源濾波器dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下離散數(shù)學(xué)模型，建立有源濾波器誤差動(dòng)力學(xué)方程，通過設(shè)計(jì)注入阻尼建立含注入阻尼的誤差動(dòng)力學(xué)方程，求解該方程獲得無源控制律，所得的無源控制律為：

步驟5)、無源控制器輸出經(jīng)過park反變換作為調(diào)制波，再與載波比較產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)脈沖，其中park反變換角由負(fù)載電壓鎖相環(huán)產(chǎn)生。

有益效果

目前，有源濾波器通常采用數(shù)字控制器，存在固有的采樣延時(shí)，會(huì)影響有源濾波器的補(bǔ)償精度和動(dòng)態(tài)性能。本發(fā)明通過對(duì)有源濾波器輸出的補(bǔ)償電流和指令電流進(jìn)行預(yù)測(cè)，實(shí)現(xiàn)對(duì)數(shù)字控制系統(tǒng)采樣延時(shí)的補(bǔ)償，能夠提升有源濾波器補(bǔ)償精度和動(dòng)態(tài)性能。

附圖說明

圖1為系統(tǒng)電路原理圖；

圖2為系統(tǒng)控制框圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖具體說明本發(fā)明技術(shù)方案。

本發(fā)明是為了提供一種APF的控制方法，以改善數(shù)字控制系統(tǒng)固有采樣延時(shí)的問題，從而能提升有源濾波器的補(bǔ)償性能。

系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，APF經(jīng)過連接電抗器與負(fù)載相連。其中，R、L是連接電抗器的等效電阻和電感，U_a、U_b、U_c是APF輸出的三相電壓。U_sa、U_sb、U_sc是APF與系統(tǒng)連接點(diǎn)處的三相電壓。

具體步驟為：

步驟1)、將負(fù)載的諧波電流和有源濾波器輸出電流經(jīng)過park變換，生成的dq分量作為控制器的輸入，其中park變換角由負(fù)載電壓鎖相環(huán)節(jié)產(chǎn)生，所述控制器包括負(fù)載諧波電流與有源濾波器輸出電流的預(yù)測(cè)環(huán)節(jié)和無源控制環(huán)節(jié)，如圖2所示。

步驟2)、負(fù)載諧波電流dq分量經(jīng)過一階線性插值預(yù)測(cè)下一個(gè)采樣時(shí)刻的電流，如下式：

其中，分別是第k拍采樣得到的負(fù)載諧波電流的dq分量。是負(fù)載諧波電流dq分量k+1拍的預(yù)測(cè)值。

步驟3)、由基爾霍夫定律，建立有源濾波器dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下離散數(shù)學(xué)模型，基于該數(shù)學(xué)模型，采用卡爾曼最優(yōu)預(yù)測(cè)，預(yù)測(cè)有源濾波器輸出電流下一個(gè)采樣時(shí)刻的電流；

建立的有源濾波器dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下離散數(shù)學(xué)模型為：

X(k+1)＝AX(k)+BU(k)+W(k)

其中，W(k)是系統(tǒng)噪聲，

X(k)＝[i_d(k) i_q(k)]^T，i_d、i_q分別為補(bǔ)償電流的dq分量，

U(k)＝[u_sd(k)-u_d(k) u_sd(k)-u_d(k)]^T，u_sd、u_sq分別為連接點(diǎn)處電壓的dq分量，u_d、u_q分別為APF輸出電壓的dq分量，如圖1中所示。

得到的APF輸出電流預(yù)測(cè)值為：

其中，是用補(bǔ)償電流前k-1拍對(duì)第k拍預(yù)測(cè)的dq分量值，i_d(k)、i_q(k)是第k拍采樣得到的補(bǔ)償電流的dq分量。K(k)為最優(yōu)增益矩陣。

具體計(jì)算為：

首先給定狀態(tài)量的初值：

其中，狀態(tài)量為補(bǔ)償電流dq分量，即：

X(k)＝[i_d(k) i_q(k)]^T

給定誤差方差陣初值，即：

P(0|0_-)＝P(0)

然后，由上述初值計(jì)算最優(yōu)增益矩陣初始值：

K(0)＝AP(0)[P(0)+R_k]^-1

其中，其中R_k是測(cè)量噪聲V_k的協(xié)方差。

由此，即可計(jì)算出i_d(1|0)、i_q(1|0)。

依次遞推，即可得到補(bǔ)償電流下一拍的預(yù)測(cè)值

步驟4)基于有源濾波器dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下離散數(shù)學(xué)模型，建立有源濾波器誤差動(dòng)力學(xué)方程，通過設(shè)計(jì)注入阻尼建立含注入阻尼的誤差動(dòng)力學(xué)方程，求解該方程獲得無源控制律，所得的無源控制律為：

其中，是負(fù)載諧波電流dq分量的第k+1個(gè)采樣周期的預(yù)測(cè)值，是補(bǔ)償電流的第k+1個(gè)采樣周期的預(yù)測(cè)值。u_sd(k)、u_sq(k)分別為APF與負(fù)載連接點(diǎn)處電壓的dq分量值。R_d1、R_d2為無源控制器注入阻尼。

步驟5)將無源控制器輸出的無源控制律經(jīng)過park反變換作為調(diào)制波，再與載波比較產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)脈沖，其中park反變換角由負(fù)載電壓鎖相環(huán)產(chǎn)生。