本發(fā)明涉及DC-DC轉(zhuǎn)換器，尤其涉及一種PWM/PFM雙模式自動切換的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器。

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背景技術(shù)：
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DC-DC轉(zhuǎn)換器為轉(zhuǎn)變輸入電壓后有效輸出固定電壓的電壓轉(zhuǎn)換器。DC-DC轉(zhuǎn)換器分為三類：升壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器、降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器以及升降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。根據(jù)需求可采用三類控制。PWM控制型效率高并具有良好的輸出電壓紋波和噪聲。PFM控制型即使長時間使用，尤其小負(fù)載時具有耗電小的優(yōu)點(diǎn)。PWM/PFM轉(zhuǎn)換型小負(fù)載時實(shí)行PFM控制，且在重負(fù)載時自動轉(zhuǎn)換到PWM控制。

東南大學(xué)杜斐的碩士學(xué)位論文《PWM/PFM切換降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器的分析與設(shè)計》介紹了降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的基本電路結(jié)構(gòu)及其工作原理以及脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)和脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation，PFM)兩種控制模式，然后對DC-DC系統(tǒng)進(jìn)行系統(tǒng)建模并分析了DC-DC系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)特性及系統(tǒng)的穩(wěn)定性，提出了根據(jù)負(fù)載變化實(shí)現(xiàn)PWM/PFM自動切換的控制結(jié)構(gòu)。

目前常用的PWM/PFM雙模式降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)如圖1所示，包含電流檢測模塊、PWM/PFM模式檢測模塊、PWM控制模塊、PFM控制模塊、控制邏輯電路、驅(qū)動級和緩沖級電路。電流檢測模塊探測電感的電流，并轉(zhuǎn)成電壓V_sense和設(shè)計的閾值V_desire比較。當(dāng)V_sense>V_desire，即電感電流大于設(shè)定的PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流時，選擇PWM模式，由V_PWM信號通過控制邏輯控制主開關(guān)管周期性的導(dǎo)通與關(guān)閉；反之，選擇PFM模式，由V_PFM信號通過控制邏輯控制主開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)閉。

傳統(tǒng)的PWM/PFM雙模式降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器采用的模式切換電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，通常涉及復(fù)雜的電流檢測電路、PWM/PFM模式檢測電路以及兩種模式的控制電路和模式選擇電路，目前PWM/PFM雙模式降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器存在電路復(fù)雜度高，占用芯片面積大的缺點(diǎn)。

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技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
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本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種結(jié)構(gòu)簡單、占用芯片面積小的PWM/PFM雙模式自動切換的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器。

為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是，一種PWM/PFM雙模式自動切換的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，包括轉(zhuǎn)換電路和控制電路，轉(zhuǎn)換電路包括主開關(guān)管、續(xù)流開關(guān)管、儲能電感和輸出濾波電容；控制電路包括輸出電壓采樣電路、PWM控制模塊、控制邏輯模塊和驅(qū)動模塊，驅(qū)動模塊的兩個輸出端分別接主開關(guān)管的控制端和續(xù)流開關(guān)管的控制端，PWM控制模塊包括誤差放大器、比較器、振蕩器和鋸齒波產(chǎn)生電路，誤差放大器的第一輸入端接輸出電壓采樣電路的輸出端，第二端接基準(zhǔn)電壓；比較器的第一輸入端接誤差放大器的輸出端，第二輸入端接鋸齒波產(chǎn)生電路的輸出端；比較器的輸出端接控制邏輯模塊的第一輸入端，振蕩器的輸出端接控制邏輯模塊的第二輸入端；控制邏輯模塊的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端。

以上所述的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，控制邏輯模塊包括與非門基本RS觸發(fā)器、與非門、或非門和兩個非門；振蕩器的輸出端接與非門的第一輸入端，通過第一非門接或非門的第一輸入端，通過第二非門接與非門的第二輸入端；或非門的第二輸入端接比較器的輸出端，或非門的輸出端接與非門基本RS觸發(fā)器的第一輸入端，與非門的輸出端接與非門基本RS觸發(fā)器的第二輸入端，與非門基本RS觸發(fā)器的輸出端作為控制邏輯模塊的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端。

以上所述的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，主開關(guān)管的第一端接電源正極、第二端接續(xù)流開關(guān)管的第一端，續(xù)流開關(guān)管的第二端接地；儲能電感的第一端接主開關(guān)管的第二端，儲能電感的第二端接輸出濾波電容的第一端，輸出濾波電容的第二端接地；儲能電感的第二端作為降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的正極輸出端接輸出電壓采樣電路。

以上所述的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，利用PWM控制模塊比較器的延遲來決定PWM/PFM模式的切換點(diǎn)，當(dāng)儲能電感電流大于預(yù)設(shè)的PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流，DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PWM模式，當(dāng)儲能電感電流小于預(yù)設(shè)的PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流，DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PFM模式。

以上所述的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，重載時，比較器輸出信號的下降沿早于振蕩器輸出信號的上升沿，DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PWM模式；輕載時，比較器輸出信號的下降沿晚于振蕩器輸出信號的上升沿，DC-DC轉(zhuǎn)換器切換到PFM模式。

本發(fā)明的PWM/PFM雙模式的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器利用PWM控制模塊中的比較器的傳播延遲來實(shí)現(xiàn)PWM/PFM雙模式自動切換，當(dāng)電感電流大于預(yù)設(shè)的PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流，DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PWM模式，反之則工作于PFM模式。與傳統(tǒng)的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器相比，沒有復(fù)雜的電流檢測、PWM/PFM模式檢測、模式控制、模式選擇等電路，而是利用比較器的傳播延遲來決定PWM/PFM模式切換點(diǎn)，通過簡單的控制邏輯電路實(shí)現(xiàn)PWM/PFM模式的無縫自動切換，結(jié)構(gòu)簡單、占用芯片面積小。

[附圖說明]

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說明。

圖1是現(xiàn)有技術(shù)PWM/PFM模式降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的原理框圖。

圖2是本發(fā)明實(shí)施例PWM/PFM雙模式自動切換的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的原理框圖。

圖3是本發(fā)明實(shí)施例PWM控制模塊的原理框圖。

圖4是本發(fā)明實(shí)施例的控制邏輯電路的原理圖。

圖5是本發(fā)明實(shí)施例降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器重載下的控制信號波形圖。

圖6是本發(fā)明實(shí)施例降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器輕載下的控制信號波形圖。

圖7是本發(fā)明實(shí)施例降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器在PFM模式下I_L、V_O、V_FB波形圖。

圖8是本發(fā)明實(shí)施例降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器在不同負(fù)載電流下對應(yīng)的電感電流波形的對比圖。

[具體實(shí)施方式]

本發(fā)明實(shí)施例PWM/PFM雙模式自動切換的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)如圖2至圖4所示，包括轉(zhuǎn)換電路和控制電路，轉(zhuǎn)換電路包括主開關(guān)管(主MOS管)M_P、續(xù)流開關(guān)管M_N、儲能電感L、輸出濾波電容C和電阻R_ESR。

控制電路包括由電阻R₁和電阻R₂串聯(lián)組成的輸出電壓采樣電路、PWM控制模塊、控制邏輯模塊和驅(qū)動模塊(驅(qū)動電路)。

主開關(guān)管M_P的第一端接電源正極V_IN、第二端接續(xù)流開關(guān)管M_N的第一端，續(xù)流開關(guān)管M_N的第二端接地V_SS。儲能電感L的第一端接主開關(guān)管M_P的第二端LX，儲能電感L的第二端通過電阻R_ESR接輸出濾波電容C的第一端，輸出濾波電容C的第二端接地。

儲能電感L的第二端作為降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的正極輸出端接負(fù)荷電阻R_L，同時接輸出電壓采樣電路的輸入端V_O。

PWM控制模塊包括帶隙基準(zhǔn)、誤差放大器、比較器、振蕩器和鋸齒波產(chǎn)生電路。

誤差放大器的第一輸入端接輸出電壓采樣電路的輸出端V_FB，第二端接基準(zhǔn)電壓V_REF。比較器的第一輸入端接誤差放大器的輸出端，第二輸入端接鋸齒波產(chǎn)生電路的輸出端。比較器的輸出端接控制邏輯模塊的第一輸入端，振蕩器的輸出端接控制邏輯模塊的第二輸入端。控制邏輯模塊的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端。

控制邏輯模塊包括與非門基本RS觸發(fā)器、與非門、或非門和兩個非門；振蕩器的輸出端接與非門的第一輸入端，通過第一非門接或非門的第一輸入端，通過第二非門接與非門的第二輸入端；或非門的第二輸入端接比較器的輸出端，或非門的輸出端接與非門基本RS觸發(fā)器的第一輸入端，與非門的輸出端接與非門基本RS觸發(fā)器的第二輸入端，與非門基本RS觸發(fā)器的輸出端作為控制邏輯模塊的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端。其中，第二非門和與非門構(gòu)成振蕩器輸出信號的上升沿檢測電路。

驅(qū)動模塊的兩個輸出端分別接主開關(guān)管M_P的控制端和續(xù)流開關(guān)管M_N的控制端。

如圖4所示，控制邏輯模塊置位信號S為“0”時，置位信號有效，無論復(fù)位信號R為何值，RS觸發(fā)器都將輸出信號V_DRIVE置為“1”；只有當(dāng)R為“0“而且S為“1”時，即復(fù)位信號有效，且置位信號無效時，RS觸發(fā)器才能將輸出信號V_DRIVE復(fù)位為“0”，由此可見置為信號S的優(yōu)先級高于復(fù)位信號R。當(dāng)PWM控制模塊的輸出信號V_PWM為“1”或V_OSC為“0”時，置位信號S為“0”，置位信號有效，控制邏輯模塊的輸出信號V_DRIVE置為“1”，通過驅(qū)動模塊關(guān)閉主PMOS管M_P。當(dāng)控制邏輯模塊的置位信號S無效并且V_OSC上升沿檢測電路檢測到V_OSC的上升沿時，復(fù)位信號R為“0”,復(fù)位信號有效，控制邏輯模塊的輸出信號V_DRIVE置為“0”，通過驅(qū)動模塊開通主PMOS管M_P。

本發(fā)明實(shí)施例降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器在不同負(fù)載下的主要控制信號波形如圖5和圖6所示。圖5給出了重載時主要控制信號的波形，在圖5中鋸齒波V_RAMP與誤差放大器輸出信號V_C的交點(diǎn)時刻分別為t₁、t₃,而由于比較器的傳播延遲t_d的影響，比較器的輸出V_PWM發(fā)生跳變的時刻分別為t₂、t₄，分別比t₁、t₃延遲了時間段t_d。V_PWM在t₂時刻發(fā)生“0”到“1”的跳變，將V_DRIVE置為“1”，關(guān)閉主PMOS管M_P。由于t₄在V_OSC上升沿時刻t_r之前，t_r時刻置位信號S無效，復(fù)位信號R有效，故在t_r時刻V_DRIVE被置為“0”，開通主PMOS管M_P。此時DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PWM模式。

圖6給出了輕載時主要控制信號的波形。當(dāng)DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出的負(fù)載電流I_LOAD減小時，誤差變壓器的輸出電壓V_C幾乎保持不變，直到I_LOAD下降到連續(xù)導(dǎo)通與非連續(xù)導(dǎo)通邊界，誤差變壓器輸出電壓V_C才開始下降，以調(diào)整M_P的導(dǎo)通時間。當(dāng)I_LOAD減小至PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流以下，V_C不斷降低，導(dǎo)致V_DRIVE連續(xù)一段時間內(nèi)輸出為“1”，關(guān)閉主PMOS管M_P。

因?yàn)閠₄在V_OSC上升沿時刻t_r之后，t_r時刻復(fù)位信號R有效，但同時置位信號S也有效，置位信號優(yōu)先級高，故在t_r時刻V_DRIVE被置為“1”，關(guān)閉主PMOS管M_P，進(jìn)入了跳周期模式。

如圖7所示，一旦轉(zhuǎn)換器的輸出電壓V_O下降至設(shè)定值V_{O_SPEC}之下時，轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的檢測值V_FB就低于基準(zhǔn)電壓V_REF，導(dǎo)致誤差放大器的輸出電壓V_C上升，直至開啟主PMOS管M_P。每次開啟M_P后給電感充電的峰值電流I_PEAK可以維持轉(zhuǎn)換器的輸出電壓V_O在幾個周期時間內(nèi)高于設(shè)定值V_{O_SPEC}，導(dǎo)致V_C下降并在這段時間關(guān)閉主PMOS管M_P，此時DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PFM模式。

自動切換的控制邏輯電路是讓V_OSC的上跳沿作為主PMOS管M_P的開啟信號，而讓V_PWM的高電平時段或V_OSC的低電平時段作為M_P的關(guān)閉時段。當(dāng)DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于重負(fù)載電流或中負(fù)載電流的條件下，雖然有比較器的傳播延遲t_d的影響，但是延遲后的比較器的輸出V_PWM的高電平時段沒有覆蓋V_OSC的上跳沿，故每個周期都能開啟主PMOS管M_P，轉(zhuǎn)換器的工作頻率不變，PWM模塊根據(jù)負(fù)載電流調(diào)節(jié)占空比，如圖5所示。當(dāng)DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于輕負(fù)載電流條件下，V_C不斷下降，由于比較器的傳播延遲t_d的影響，延遲后的比較器的輸出V_PWM的高電平時段會覆蓋V_OSC的上跳沿，如圖6所示，使得主PMOS管M_P不是每個周期都能開啟，而是經(jīng)過幾個周期關(guān)閉之后，V_O下降至設(shè)計值V_{O_SPEC}之下，導(dǎo)致V_C升高，V_PWM的高電平時段沒有覆蓋V_OSC的上跳沿，從而再次開啟輸出管M_P，如圖7所示。此時轉(zhuǎn)換器的工作頻率減小，進(jìn)入跳周期模式，也就是PFM模式。

綜上所述，PWM模式根據(jù)負(fù)載分為連續(xù)導(dǎo)通和非連續(xù)導(dǎo)通兩種情況，當(dāng)轉(zhuǎn)換器處于連續(xù)導(dǎo)通模式時，如圖8所示的重負(fù)載電流I_LOAD1的情況下，轉(zhuǎn)換器的工作頻率不變，只是根據(jù)輸出電壓來調(diào)整其開通主MOS管M_P的時間，也就是常說的占空比(D)，D＝V_O/V_IN,而此處V_O,V_IN都是定值，則占空比D不變。此時如果輸出電流發(fā)生變化，例如負(fù)載電流I_LOAD增大，會引起V_O的瞬間減小(電感瞬間無法向負(fù)載提供增加的電流，此時靠電容放電給負(fù)載提供增加的電流，引起V_O下降)，則V_O通過采樣電阻采樣后的電壓V_FB下降，經(jīng)過PWM控制模塊中的誤差放大器后，輸出V_C電壓上升，經(jīng)過比較器與V_RAMP比較之后，使V_PWM的高電平時間變短，讓V_DRIVE的低電平時間變長，也就是電源V_IN通過電感對輸出負(fù)載充電時間變長，讓電感的平均電流上升，直到平衡穩(wěn)態(tài)后，V_C恢復(fù)到以前值，幾乎保持不變，V_DRIVE的占空比恢復(fù)至V_O/V_IN，而此時的電感電流平均值已經(jīng)增加了。反之，如果負(fù)載電流I_LOAD減小，則通過PWM控制模塊的調(diào)整，電源V_IN通過電感對輸出負(fù)載充電時間變短，讓電感的平均電流下降，直到平衡穩(wěn)態(tài)后，V_C恢復(fù)到以前值，幾乎保持不變，V_DRIVE的占空比恢復(fù)至V_O/V_IN，而此時的電感電流平均值減小了。

如果負(fù)載電流I_LOAD繼續(xù)減小到非連續(xù)導(dǎo)通模式，如圖8所示的中負(fù)載電流I_LOAD2的情況下，轉(zhuǎn)換器的工作頻率不變，V_C會開始下降，使占空比隨I_LOAD的減小而減小，以保證一個周期內(nèi)的平均電感電流等于負(fù)載電流I_LOAD。

當(dāng)I_LOAD減小至PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流以下，如圖8所示的輕負(fù)載電流I_LOAD3的情況下，V_C會不斷降低，導(dǎo)致V_DRIVE連續(xù)一段時間內(nèi)輸出為“1”，關(guān)閉主MOS管M_P，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器的工作頻率減小，進(jìn)入跳周期模式，也就是PFM模式，而且轉(zhuǎn)換器的工作頻率與負(fù)載電流的大小成正比。

本發(fā)明以上實(shí)施例提出的具有PWM/PFM雙模式的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器利用PWM控制模塊中的比較器的傳播延遲來實(shí)現(xiàn)PWM/PFM雙模式自動切換，當(dāng)電感電流大于預(yù)設(shè)的PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折電流，DC-DC轉(zhuǎn)換器工作于PWM模式，反之則工作于PFM模式，本發(fā)明以上實(shí)施例與傳統(tǒng)的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器相比，沒有復(fù)雜的電流檢測、PWM/PFM模式檢測、模式控制、模式選擇等電路，而是利用比較器的傳播延遲來決定PWM/PFM模式切換點(diǎn)，通過簡單的控制邏輯電路實(shí)現(xiàn)PWM/PFM模式的無縫自動切換，結(jié)構(gòu)簡單、占用芯片面積小；還可以通過調(diào)整比較器傳播延遲時間來控制PWM/PFM模式轉(zhuǎn)折點(diǎn)電流的大小。