本發(fā)明涉及電源管理領(lǐng)域，特別是涉及一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器。

背景技術(shù)：

開關(guān)電容轉(zhuǎn)換器又常稱為電荷泵(Charge Pump)。它是通過電容上電荷周期性的搬運實現(xiàn)能量的轉(zhuǎn)移。早在1976年，Dickson首先提出了片上電荷泵的概念，隨后應(yīng)用于存儲器電路實現(xiàn)升壓功能以讀寫數(shù)據(jù)。在隨后的幾十年中，開關(guān)電容DC-DC轉(zhuǎn)換器有了很大的發(fā)展，其實現(xiàn)的功能不僅僅局限于實現(xiàn)升壓功能，利用拓撲結(jié)構(gòu)的變換可以實現(xiàn)降壓，甚至反相功能。開關(guān)電容轉(zhuǎn)換器也由負載驅(qū)動能力小于10mA片上電荷泵發(fā)展至驅(qū)動能力超過300mA片外電容實現(xiàn)的電荷泵。近年來，穿戴式設(shè)備，物聯(lián)網(wǎng)，VR的興起，帶動了集成電路的飛速發(fā)展，人們追求小型化，低功耗的要求也迫使集成電路朝SOC(片上系統(tǒng))方向不斷的邁進。對于電源管理而言，開關(guān)電容型的DC-DC轉(zhuǎn)換器恰恰非常有利于實現(xiàn)全集成,尤其是在低功耗的應(yīng)用場合，開關(guān)電容DC-DC轉(zhuǎn)換器已經(jīng)占據(jù)了明顯優(yōu)勢。

可是很多時候，我們想要得到的輸出電壓并不正好是輸入電壓的整數(shù)或者分數(shù)倍。即使輸出輸入轉(zhuǎn)換比是整數(shù)或者分數(shù)，由于負載的變化也會導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定。在這個時候就需要電壓的整流(Regulation)。所謂的整流就是，從輸出端引一條負反饋回路到輸入控制端，根據(jù)輸出電壓或者負載電流的大小及時地控制輸入量的改變，從而達到穩(wěn)定輸出電壓或者輸出電流的目的。

現(xiàn)有的幾種調(diào)制方式如下所述：

1、脈沖寬度調(diào)制(PWM)

PWM調(diào)制方式是在時鐘周期不變的情況下，通過調(diào)節(jié)開關(guān)時鐘的占空比，也是就是通過調(diào)節(jié)時鐘的脈沖寬度的方式來穩(wěn)定輸出電壓的。這種調(diào)制方法常見于電感型DC-DC轉(zhuǎn)換器中。其優(yōu)點由于時鐘周期比較固定，也就是有固定的開關(guān)頻率，可以得到較低開關(guān)噪聲輸出電壓。其缺點是，由于受到開關(guān)功率管最小導(dǎo)通時間的限制，輸出電壓很難做到寬范圍的調(diào)節(jié)。

2、脈沖頻率調(diào)制(PFM)

PFM調(diào)制方式是通過改變時鐘的頻率來整流輸出電壓。當輸出電壓過高時，時鐘關(guān)斷，負載電容放電，輸出電壓降低。當輸出電壓過低時，時鐘開啟，電源對負載電容充電，輸出電壓升高。這樣就可以將輸出電壓控制在一個接受的范圍之內(nèi)。輸出電壓等比例縮小后與參考電壓通過比較器做比較，得到數(shù)字碼，這個數(shù)字碼控制時鐘脈沖，然后再經(jīng)過兩相非交疊時鐘產(chǎn)生電路，驅(qū)動電路控制功率開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷，從而達到整流輸出電壓的目的。PFM調(diào)制方式的優(yōu)點是，可以在很寬的輸入電壓范圍內(nèi)調(diào)制電壓，還可以在很寬的負載電流范圍內(nèi)維持較高的轉(zhuǎn)換效率。另外它的反饋環(huán)路幾乎都是數(shù)字電路，所以響應(yīng)速度很快。還有這種非線性控制的數(shù)字反饋環(huán)路，不會有穩(wěn)定性問題，因而不需要進行環(huán)路補償。但是PFM控制也有很大的缺點，最主要的是，它是通過改變時鐘的頻率來整流輸出電壓的，輸出電壓的頻譜很寬，并且不可以預(yù)測，這樣就限制了這種調(diào)制方式在噪聲敏感場合中的應(yīng)用。

AMOLED驅(qū)動芯片中的灰階產(chǎn)生電路需要供電5V，對于常規(guī)的具有256個灰階的電路而言，每一階的電壓約為20mV，因此，當輸入電壓的紋波大于20mV或者有較大噪聲時，AMOLED顯示面板很容易出現(xiàn)顯示偏差或噪點。我們知道，相對于線性整流器(LDO)和電感型的開關(guān)電源DC-DC轉(zhuǎn)換器而言，開關(guān)電容DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓紋波較大，如果采用常用的PFM調(diào)制方法，輸出電壓紋波一般在30mV以上，并且開關(guān)噪聲不可預(yù)測和消除。因而傳統(tǒng)開關(guān)電容DC-DC轉(zhuǎn)換器很難在噪聲敏感的場合有所應(yīng)用。

因此，如何在不犧牲轉(zhuǎn)換效率的前提下，最大限度地降低輸出紋波，并且控制在20mV以內(nèi)已成為本領(lǐng)域技術(shù)人員亟待解決的問題之一。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

鑒于以上所述現(xiàn)有技術(shù)的缺點，本發(fā)明的目的在于提供一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，用于解決現(xiàn)有技術(shù)中電容型直流轉(zhuǎn)換器輸出紋波大等問題。

為實現(xiàn)上述目的及其他相關(guān)目的，本發(fā)明提供一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，所述基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器至少包括：

帶隙基準單元、第一分壓模塊、調(diào)整管、電荷泵單元、第二分壓模塊以及誤差放大單元；

所述帶隙基準單元提供輸入電壓及參考電壓；

所述第一分壓模塊連接于所述帶隙基準單元的輸出端和所述誤差放大單元的輸出端之間，對所述參考電壓進行分壓；

所述調(diào)整管的源端連接所述輸入電壓、漏端連接所述電荷泵單元、柵端連接所述誤差放大單元的輸出端，用于調(diào)整導(dǎo)通電流，進而調(diào)整輸出電壓；

所述電荷泵單元連接于所述調(diào)整管的漏端，用于將輸出電壓調(diào)整為輸入電壓的1.5倍；

所述第二分壓模塊連接于所述電荷泵單元的輸出端，用于對所述輸出電壓進行分壓；

所述誤差放大單元的第一輸入端連接所述參考電壓的分壓、第二輸入端連接所述輸出電壓的分壓，用于比較所述參考電壓及所述輸出電壓，進而產(chǎn)生控制所述調(diào)整管的控制信號。

優(yōu)選地，所述電荷泵單元包括：升壓模塊及傳輸模塊；

其中，所述升壓模塊包括第一對管、第二對管、第一電容、第二電容、第三電容、第四電容第一開關(guān)、第二開關(guān)、第三開關(guān)、第四開關(guān)、第五開關(guān)及第六開關(guān)，所述第一對管與所述第二對管交叉耦合連接，所述第一對管的漏端連接串聯(lián)的所述第一電容、所述第一開關(guān)及所述第二電容，所述第二電容的下極板連接第一時鐘控制信號，所述第二開關(guān)連接于所述第一電容與所述第二電容的上極板之間，所述第三開關(guān)連接于所述第一電容與所述第二電容的下極板之間，所述第一開關(guān)受所述第二時鐘控制信號控制，所述第二開關(guān)及所述第三開關(guān)受所述第一時鐘控制信號控制；所述第二對管的漏端連接串聯(lián)的所述第三電容、所述第四開關(guān)及所述第四電容，所述第四電容的下極板連接第二時鐘控制信號，所述第五開關(guān)連接于所述第三電容與所述第四電容的上極板之間，所述第六開關(guān)連接于所述第三電容與所述第四電容的下極板之間，所述第四開關(guān)受所述第一時鐘控制信號控制，所述第五開關(guān)及所述第六開關(guān)受所述第二時鐘控制信號控制；所述第一電容及所述第三電容的上極板作為輸出端。

更優(yōu)選地，所述升壓模塊還包括連接于所述第一對管底端的第一襯底電壓時鐘控制電路和連接于所述第二對管底端的第二襯底電壓時鐘控制電路，所述第一襯底電壓時鐘控制電路及所述第二襯底電壓時鐘控制電路分別包括：上拉管和下拉管，所述上拉管與所述下拉管串聯(lián)連接，所述上拉管的源端連接輸入電壓，所述下拉管的源端接地，所述上拉管與所述下拉管的柵端相連并連接控制信號，所述第一襯底電壓時鐘控制電路的控制信號為第一時鐘控制信號，所述第二襯底電壓時鐘控制電路的控制信號為第二時鐘控制信號。

更優(yōu)選地，所述傳輸模塊包括第一傳輸開關(guān)及第二傳輸開關(guān)，所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)交叉耦合連接，所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的輸入端分別連接所述升壓模塊的第一輸出端及第二輸出端，所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的輸出端相連，作為所述電荷泵單元的輸出端。

更優(yōu)選地，所述傳輸模塊包括：第一傳輸開關(guān)及第二傳輸開關(guān)，所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的輸入端分別連接所述升壓模塊的第一輸出端和第二輸出端；所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的輸出端相連，作為輸出端；所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的柵端分別連接第一柵壓控制電路及第二柵壓控制電路，用于將所述第一傳輸開關(guān)與所述第二傳輸開關(guān)的柵壓擺幅增大至1.5倍輸入電壓。

更優(yōu)選地，所述第一柵壓控制電路及所述第二柵壓控制電路分別包括：下擺幅傳輸管和上擺幅傳輸管，所述下擺幅傳輸管與所述上擺幅傳輸管串聯(lián)連接，所述下擺幅傳輸管的源端接地，所述上擺幅傳輸管的源端連接傳輸開關(guān)的輸出端，所述下擺幅傳輸管的柵端連接時鐘控制信號，所述上擺幅傳輸管的柵端連接傳輸開關(guān)的輸入端。

更優(yōu)選地，所述傳輸模塊還包括第一襯底控制管和第二襯底控制管，所述第一襯底控制管的漏端連接所述第一傳輸開關(guān)的輸入端、源端連接所述第一傳輸開關(guān)的底端、柵端連接所述第二傳輸開關(guān)的輸入端；所述第二襯底控制管的漏端連接所述第二傳輸開關(guān)的輸入端、源端連接所述第二傳輸開關(guān)的底端、柵端連接所述第一傳輸開關(guān)的輸入端。

如上所述，本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，具有以下有益效果：

本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器通過電荷泵單元將輸入電壓升壓1.5倍后進行調(diào)整得到輸出電壓，可有效減小輸出電壓的紋波，提高直流轉(zhuǎn)換器的工作性能。

附圖說明

圖1顯示為本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2顯示為本發(fā)明的電荷泵單元的一種結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3顯示為本發(fā)明的電荷泵單元的另一種結(jié)構(gòu)示意圖。

圖4～圖5顯示為本發(fā)明的電荷泵單元的電容陣列拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。

圖6顯示為本發(fā)明的電荷泵單元的原理示意圖。

圖7顯示為本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器的輸出電壓波形示意圖。

圖8顯示為本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器的負反饋補償前后誤差放大器輸出波形示意圖。

元件標號說明

1 電荷泵單元

11 升壓模塊

111 第一襯底電壓時鐘控制電路

112 第二襯底電壓時鐘控制電路

12 傳輸模塊

121 第一柵壓控制電

122 第二柵壓控制電路

2 帶隙基準單元

3 第一分壓模塊

4 第二分壓模塊

5 誤差放大單元

具體實施方式

以下通過特定的具體實例說明本發(fā)明的實施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可由本說明書所揭露的內(nèi)容輕易地了解本發(fā)明的其他優(yōu)點與功效。本發(fā)明還可以通過另外不同的具體實施方式加以實施或應(yīng)用，本說明書中的各項細節(jié)也可以基于不同觀點與應(yīng)用，在沒有背離本發(fā)明的精神下進行各種修飾或改變。

請參閱圖2～圖8。需要說明的是，本實施例中所提供的圖示僅以示意方式說明本發(fā)明的基本構(gòu)想，遂圖式中僅顯示與本發(fā)明中有關(guān)的組件而非按照實際實施時的組件數(shù)目、形狀及尺寸繪制，其實際實施時各組件的型態(tài)、數(shù)量及比例可為一種隨意的改變，且其組件布局型態(tài)也可能更為復(fù)雜。

實施例一

如圖2所示，本發(fā)明提供一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，所述基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器至少包括：

帶隙基準單元2、第一分壓模塊3、調(diào)整管Mp、電荷泵單元1、第二分壓模塊4以及誤差放大單元5。

如圖2所示，所述帶隙基準單元2為所述基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器提供輸入電壓Vin及參考電壓。

如圖2所示，所述第一分壓模塊3連接于所述帶隙基準單元2的輸出端和所述誤差放大單元5的輸出端之間，對所述參考電壓進行分壓。

具體地，如圖2所示，在本實施例中，所述第一分壓模塊3包括第一分壓電阻Rc1及第二分壓電阻Rc2，所述第一分壓電阻Rc1與所述第二分壓電阻Rc2串聯(lián)連接，所述第一分壓電阻Rc1的另一端連接所述帶隙基準單元2，所述第二分壓電阻Rc2的另一端連接所述誤差放大單元5，所述第一分壓電阻Rc1與所述第二分壓電阻Rc2相連處作為輸出端。

如圖2所示，所述調(diào)整管Mp的源端連接所述輸入電壓Vin、漏端連接所述電荷泵單元1、柵端連接所述誤差放大單元5的輸出端，用于調(diào)整導(dǎo)通電流，進而調(diào)整輸出電壓Vout。

具體地，在本實施例中，所述調(diào)整管Mp為PMOS管，當所述調(diào)整管Mp的柵壓為高電壓時，流過所述調(diào)整管Mp的導(dǎo)通電流減??；當所述調(diào)整管Mp的柵壓為低電壓時，流過所述調(diào)整管Mp的導(dǎo)通電流增大。

如圖2所示，所述電荷泵單元1連接于所述調(diào)整管Mp的漏端，用于將輸出電壓Vout調(diào)整為輸入電壓Vin的1.5倍。

具體地，如圖3所示，所述電荷泵單元1包括：

升壓模塊11和傳輸模塊12。

如圖2所示，所述升壓模塊11連接于所述傳輸模塊12的輸入端，用于對輸入電壓Vin進行升壓。

具體地，如圖2所示，所述升壓模塊11包括第一對管Mn1、第二對管Mn2、第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第一開關(guān)K1、第二開關(guān)K2、第三開關(guān)K3、第四開關(guān)K4、第五開關(guān)K5、第六開關(guān)K6。

更具體地，所述第一對管Mn1與所述第二對管Mn2交叉耦合連接，在本實施例中，所述第一對管Mn1與所述第二對管Mn2為NMOS管，所述第一對管Mn1的漏端連接輸入電壓Vin、柵端連接所述第二對管Mn2的源端、源端連接所述第二對管Mn2的柵端；所述第二對管Mn2的漏端連接輸入電壓Vin、柵端連接所述第一對管Mn1的源端、源端連接所述第一對管Mn1的柵端。

更具體地，所述第一電容C1的上極板連接所述第一對管Mn1的源端、下極板通過所述第一開管K1連接所述第二電容C2的上極板，所述第二電容C2的下極板連接所述第一時鐘控制信號CLK1，所述第二開關(guān)K2連接于所述第一電容C1與所述第二電容C2的上極板之間，所述第三開關(guān)K3連接于所述第一電容C1與所述第二電容C2的下極板之間，所述第一開關(guān)K1受所述第二時鐘控制信號CLK2控制，所述第二開關(guān)K2及所述第三開關(guān)K3受所述第一時鐘控制信號CLK1控制，所述第二電容C2的上極板作為輸出端。所述第三電容C3的上極板連接所述第二對管Mn2的源端、下極板通過所述第四開管K4連接所述第四電容C4的上極板，所述第四電容C4的下極板連接所述第二時鐘控制信號CLK2，所述第五開關(guān)K5連接于所述第三電容C3與所述第四電容C4的上極板之間，所述第六開關(guān)K6連接于所述第三電容C3與所述第四電容C4的下極板之間，所述第四開關(guān)K4受所述第一時鐘控制信號CLK1控制，所述第五開關(guān)K5及所述第六開關(guān)K6受所述第二時鐘控制信號CLK2控制，所述第四電容C4的上極板作為輸出端。

如圖2所示，所述傳輸模塊12連接于所述升壓模塊11的輸出端，用于輸出升壓后的電壓。

具體地，如圖2所示，所述傳輸模塊12包括第一傳輸開關(guān)Mp1、第二傳輸開關(guān)Mp2。所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2交叉耦合連接，所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸入端分別連接所述升壓模塊11的第一輸出端及第二輸出端，所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸出端相連，作為所述電荷泵單元1的輸出端。

所述傳輸模塊12的輸出端連接輸出電容Cout以及負載LOAD。

如圖2所示，所述第二分壓模塊4連接于所述電荷泵單元1的輸出端，用于對所述輸出電壓Vout進行分壓。

具體地，如圖2所示，在本實施例中，所述第二分壓模塊4包括第三分壓電阻Rf1及第四分壓電阻Rf2，所述第三分壓電阻Rf1與所述第四分壓電阻Rf2串聯(lián)連接，所述第三分壓電阻Rf1的另一端連接所述電荷泵單元1，所述第四分壓電阻Rf2的另一端接地，所述第三分壓電阻Rf1與所述第四分壓電阻Rf2相連處作為輸出端。

如圖2所示，所述誤差放大單元5的第一輸入端連接所述參考電壓的分壓、第二輸入端連接所述輸出電壓的分壓，用于比較所述參考電壓及所述輸出電壓，進而產(chǎn)生控制所述調(diào)整管Mp的控制信號。

具體地，如圖2所示，所述第一分壓模塊3的輸出端連接所述誤差放大單元5的反相輸入端，所述第二分壓模塊4的輸出端連接所述誤差放大單元5的正相輸入端。當所述輸出電壓Vout高于所述參考電壓(在本實施例中，所述參考電壓設(shè)定為額定輸出電壓)時，所述誤差放大單元5輸出高電壓，進而減小導(dǎo)通電流；當所述輸出電壓Vout低于所述參考電壓時，所述誤差放大單元5輸出低電壓，進而增大導(dǎo)通電流。

實施例二

如圖3所示，本實施例提供一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，所述基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)與實施例一基本一致，不同之處在于，所述電荷泵單元還包括第一襯底電壓時鐘控制電路111、第二襯底電壓時鐘控制電路112、第一柵壓控制電路121、第二柵壓控制電路122、第一襯底控制管Mp5以及第二襯底控制管Mp6。

具體地，如圖3所示，所述第一襯底電壓時鐘控制電路111連接于所述第一對管Mn1的底端，包括第一上拉管Mp3和第一下拉管Mn3，所述第一上拉管Mp3與所述第一下拉管Mn3串聯(lián)連接，在本實施例中，所述第一上拉管Mp3為PMOS管，所述第一下拉管Mn3為NMOS管，所述第一上拉管Mp3的源端連接輸入電壓Vin、漏端連接所述第一下拉管Mn3的漏端并作為輸出端連接所述第一對管Mn1的底端，所述第一下拉管Mn3的源端接地，所述第一上拉管Mp3和所述第一下拉管Mn3的柵端連接第一時鐘控制信號CLK1。所述第二電壓時鐘控制電路112連接于所述第二對管Mn2的底端，包括第二上拉管Mp4和第二下拉管Mn4，所述第二上拉管Mp4與所述第二下拉管Mn4串聯(lián)連接，在本實施例中，所述第二上拉管Mp4為PMOS管，所述第二下拉管Mn4為NMOS管，所述第二上拉管Mp4的源端連接輸入電壓Vin、漏端連接所述第二下拉管Mn4的漏端并作為輸出端連接所述二對管Mn4的底端，所述第二下拉管Mn4的源端接地，所述第二上拉管Mp4和所述第二下拉管Mn4的柵端連接第二時鐘控制信號CLK2。

具體地，如圖3所示，所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸入端分別連接所述升壓模塊11的第一輸出端和第二輸出端，所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸出端相連，作為輸出端。在本實施例中，所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2為PMOS管，源端作為輸入端，漏端作為輸出端。

具體地，如圖3所示，所述第一柵壓控制電路121連接于所述第一傳輸開關(guān)Mp1的柵端，所述第一柵壓控制電路121包括：第一下擺幅傳輸管Mn5和第一上擺幅傳輸管Mp7串聯(lián)連接，所述第一下擺幅傳輸管Mn5和所述第一上擺幅傳輸管Mp7，在本實施例中，所述第一下擺幅傳輸管Mn5為NMOS管，所述第一上擺幅傳輸管Mp7為PMOS管，所述第一下擺幅傳輸管Mn5的源端接地、漏端連接所述第一上擺幅傳輸管Mp7的漏端并作為輸出端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1的柵端，所述第一上擺幅傳輸管Mp7的源端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1的輸出端，所述第一下擺幅傳輸管Mn5的柵端連接所述第二時鐘控制信號CLK2，所述第一上擺幅傳輸管Mp7的柵端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1的輸入端。所述第二柵壓控制電路122連接于所述第二傳輸開關(guān)Mp2的柵端，所述第二柵壓控制電路122包括：第二下擺幅傳輸管Mn6和第二上擺幅傳輸管Mp8串聯(lián)連接，所述第二下擺幅傳輸管Mn6和所述第二上擺幅傳輸管Mp8，在本實施例中，所述第二下擺幅傳輸管Mn6為NMOS管，所述第二上擺幅傳輸管Mp8為PMOS管，所述第二下擺幅傳輸管Mn5的源端接地、漏端連接所述第二上擺幅傳輸管Mp8的漏端并作為輸出端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2的柵端，所述第二上擺幅傳輸管Mp8的源端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸出端，所述第二下擺幅傳輸管Mn6的柵端連接所述第一時鐘控制信號CLK1，所述第二上擺幅傳輸管Mp8的柵端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸入端。所述第一柵壓控制電路121及所述第二柵壓控制電路122用于將所述第一傳輸開關(guān)Mp1與所述第二傳輸開關(guān)Mp2的柵壓擺幅增大至1.5倍輸入電壓Vin。

具體地，如圖3所示，在本實施例中，所述第一襯底控制管Mp5為PMOS管，所述第一襯底控制管Mp5的漏端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1的輸入端、源端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1和所述第一上擺幅傳輸管Mp7的底端、柵端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸入端。在本實施例中，所述第二襯底控制管Mp6為PMOS管，所述第二襯底控制管Mp6的漏端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2的輸入端、源端連接所述第二傳輸開關(guān)Mp2和所述第二上擺幅傳輸管Mp8的底端、柵端連接所述第一傳輸開關(guān)Mp1的輸入端。

具體地，如圖3所示，所述第一傳輸開關(guān)Mp1、所述第二傳輸開關(guān)Mp2、所述第一上擺幅傳輸管Mp7、所述第二上擺幅傳輸管Mp8、所述第一襯底控制管Mp5及所述第二襯底控制管Mp6的襯底連接襯底電容C_B。

所述基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器的工作原理如下：

所述帶隙基準單元2產(chǎn)生輸入電壓Vin及參考電壓，所述參考電壓通過所述第一分壓模塊3分壓后輸入所述誤差放大單元5的反相輸入端，所述輸入電壓Vin通過調(diào)整管Mp進入所述電荷泵單元1，所述電荷泵單元1將輸入電壓升壓為1.5倍后輸出，輸出電壓Vout通過所述第二分壓模塊4后輸入所述誤差放大單元5的正相輸入端。當所述輸出電壓Vout高于所述參考電壓(在本實施例中，所述參考電壓設(shè)定為額定輸出電壓)時，所述誤差放大單元5輸出高電壓，所述調(diào)整管Mp的導(dǎo)通電阻增大，進而減小導(dǎo)通電流，最終減小輸出電壓，使輸出電壓Vout穩(wěn)定在額定輸出電壓；當所述輸出電壓Vout低于所述參考電壓時，所述誤差放大單元5輸出低電壓，所述調(diào)整管Mp的導(dǎo)通電阻減小，進而增大導(dǎo)通電流，最終增大輸出電壓，使輸出電壓Vout穩(wěn)定在額定輸出電壓。

此外，由于調(diào)整管Mp為了保持較低的漏源壓降以提高轉(zhuǎn)換效率，故選擇了比較大的尺寸，從而引入了較大的柵極電容，增加了系統(tǒng)的不穩(wěn)定性。因此，本結(jié)構(gòu)采用電壓電壓反饋的方式對系統(tǒng)進行補償，補償后誤差放大器的輸出電阻為：

其中，γ₀是誤差放大器的原始輸出電阻，A₀為誤差放大器的增益，β為負反饋系數(shù)。另一方面，又柵電容引入的極點位置約為：

所以所述誤差放大單元5的輸出電阻的大幅降低可以補償柵電容增大帶來的影響，將該極點推出帶寬之外。本發(fā)明提出基于電容陣列變化的交叉耦合電荷泵結(jié)構(gòu)使直流轉(zhuǎn)換器先升壓到1.5倍的Vin，即5.5V，從而可以使預(yù)調(diào)制調(diào)整管的漏源壓降保持在0.2V，很好的解決了轉(zhuǎn)換效率的問題。

具體地，在本實施例中，僅以實施例二中的所述電荷泵單元1為例，工作原理如下：

由于MOSFET存在體效應(yīng)，當源襯電壓V_SB增大時，MOSFET耗盡區(qū)寬度增加，閾值電壓增大，具體表達式為：

其中，γ為體效應(yīng)系數(shù)。

所以，當所述第一時鐘控制信號CLK1為高電平時，所述第一上拉管Mp3截止，所述第一下拉管Mn3導(dǎo)通，所述第一對管Mn1的襯底電壓被拉低到地電平，所述第一對管Mn1的源襯電壓V_SB增大，閾值電壓V_TH增加，此時所述第一對管Mn1的柵源電壓V_GS為低電平，所述第一對管Mn1開關(guān)截止，同時由于閾值電壓V_TH增加，極大的減小了所述第一對管Mn1的亞閾值導(dǎo)電損耗。

所述第一時鐘控制信號CLK1與所述第二時鐘控制信號CLK2為反信號，即所述第二時鐘控制信號CLK2為低電平，所述第二上拉管Mp4導(dǎo)通，所述第二下拉管Mn4截止，所述第二對管Mn2的襯底電壓被上拉到輸入電壓Vin，所述第二對管Mn2的源襯電壓V_SB減小為負電壓，閾值電壓V_TH減小，此時所述第二對管Mn2的柵源電壓V_GS為高電平，所述第二對管Mn2開關(guān)打開，同時低閾值電壓增大了開關(guān)管的導(dǎo)通電流，降低了導(dǎo)通時的電壓損耗。

以左邊傳輸電容為例，如圖4所示，當CLK1為低電平時，陣列為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，電源給電容充電；如圖5所示，當CLK1為高電平時，陣列為并聯(lián)結(jié)構(gòu)，電容放電。

所述升壓模塊11的具體工作方式如圖6所示：

開關(guān)電容組成充放電兩個象限，假設(shè)在第一個充電象限(a)，時鐘的半個周期低電平，輸入電壓Vin給串聯(lián)的第一電容C1和第二電容C2充電，其中第一電容C1負責(zé)在輸入電壓和輸出電壓之間搬運電荷，而第二電容C2是保持電容，負責(zé)穩(wěn)定放電電壓；然后在時鐘的另外半個周期(b)，第一電容C1和第二電容C2兩個電容并聯(lián)與電源斷開給負載供電。

如圖6所示，在NT時間點，開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)正好處于放電結(jié)束點，此時存在于兩個電容上的電荷為：

QC1(NT)＝C1×Vout(NT)

QC2(NT)＝C2×Vout(NT) (4)

在隨后的半個周期中，輸入電壓Vin給兩個電容充電，在NT+T/2充電完畢時，兩個電容上的電荷量表示如下：

QC1(NT+T/2)＝C1×[Vin-Vout(NT+T/2)]

QC2(NT+T/2)＝C2×Vout(NT+T/2) (5)

根據(jù)電荷轉(zhuǎn)移和電荷守恒理論有:

QC2(NT+T/2)-QC1(NT+T/2)＝QC2(NT)-QC1(NT) (6)

聯(lián)立(4)、(5)、(6)方程：

在NT+T時間點，就又重新回到了放電末充電初的時間點。在兩個電容上總的電荷量為：

Q_TOTAL(NT+T)＝Q_C2(NT+T/2)+Q_C1(NT+T/2) (7)

所以在NT+T時間點，輸出電壓就可以表示如下：

本電路中取C1＝C2，且放電周期時電容下極板為高電平，故輸出電壓為：

Vout＝0.5Vin+3.7＝5.55(V)。

所述傳輸模塊12的具體工作方式如下：

當所述第一時鐘控制信號CLK1為高電平，所述第二時鐘控制信號CLK2為低電平時，所述升壓模塊11的第一輸出端Vp1為低電平(Vin)、第二輸出端Vp2為高電平(1.5Vin)，所述第一下擺幅傳輸管Mn5截止，所述第一上擺幅傳輸管Mp7導(dǎo)通，則所述第一傳輸開關(guān)Mp1截止；所述第二下擺幅傳輸管Mn6導(dǎo)通，所述第二上擺幅傳輸管Mp8截止，則所述第二傳輸開關(guān)Mp2導(dǎo)通，所述升壓模塊11的第二輸出端的1.5Vin被輸出，同時所述第二襯底控制管Mp6導(dǎo)通，使所述第二傳輸開關(guān)Mp2的襯底電壓被拉高到Vp2，即1.5Vin，有效避免了因漏端電壓升高產(chǎn)生閂鎖效應(yīng)。

當所述第一時鐘控制信號CLK1為低電平，所述第二時鐘控制信號CLK2為高電平時，工作原理類似，在此不一一贅述。

本發(fā)明電路在充電相位，電容陣列上極板接近3.7V，預(yù)調(diào)制調(diào)整管Mp的漏端電壓也就接近3.7V，從而使得其漏源壓降保持在0.2V以內(nèi)，極大的減小了漏源壓降帶來的效率損失，同時也發(fā)揮了預(yù)調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點，將輸出電壓紋波控制在1mV以內(nèi)。仿真波形如圖7所示。此外，通過電壓電壓負反饋，本發(fā)明成功解決了傳統(tǒng)預(yù)調(diào)制電路只用單個誤差放大器產(chǎn)生的環(huán)路震蕩問題，仿真波形如圖8所示。

本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器通過電荷泵單元將輸入電壓升壓1.5倍后進行調(diào)整得到輸出電壓，可有效減小輸出電壓的紋波，提高直流轉(zhuǎn)換器的工作性能。同時本發(fā)明的電荷泵單元通過柵壓控制電路實現(xiàn)增大PMOS傳輸開關(guān)的柵壓擺幅的功能，所述柵壓控制電路僅用2個MOSFET構(gòu)成，占用了更小的芯片面積；通過對PMOS傳輸開關(guān)襯底的控制消除閂鎖效應(yīng)；同時增加襯底電壓時鐘控制電路控制對管的襯底電壓，減小了亞閾值和導(dǎo)通時的雙重損耗；此外，本發(fā)明的電荷泵單元結(jié)構(gòu)簡單，信號穩(wěn)定，而且電路拓撲高度對稱，有效減小了電路失配等非理想因素帶來的影響，具有很好的魯棒性。

綜上所述，本發(fā)明提供一種基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器，包括：帶隙基準單元、第一分壓模塊、調(diào)整管、電荷泵單元、第二分壓模塊以及誤差放大單元；所述帶隙基準單元提供輸入電壓及參考電壓；所述第一分壓模塊連接于所述帶隙基準單元的輸出端和所述誤差放大單元的輸出端之間，對所述參考電壓進行分壓；所述調(diào)整管的源端連接所述輸入電壓、漏端連接所述電荷泵單元、柵端連接所述誤差放大單元的輸出端，用于調(diào)整導(dǎo)通電流，進而調(diào)整輸出電壓；所述電荷泵單元連接于所述調(diào)整管的漏端，用于將輸出電壓調(diào)整為輸入電壓的1.5倍；所述第二分壓模塊連接于所述電荷泵單元的輸出端，用于對所述輸出電壓進行分壓；所述誤差放大單元的第一輸入端連接所述參考電壓的分壓、第二輸入端連接所述輸出電壓的分壓，用于比較所述參考電壓及所述輸出電壓，進而產(chǎn)生控制所述調(diào)整管的控制信號。本發(fā)明的基于電容陣列變換的預(yù)調(diào)制電容型直流轉(zhuǎn)換器通過電荷泵單元將輸入電壓升壓1.5倍后進行調(diào)整得到輸出電壓，可有效減小輸出電壓的紋波，提高直流轉(zhuǎn)換器的工作性能。所以，本發(fā)明有效克服了現(xiàn)有技術(shù)中的種種缺點而具高度產(chǎn)業(yè)利用價值。

上述實施例僅例示性說明本發(fā)明的原理及其功效，而非用于限制本發(fā)明。任何熟悉此技術(shù)的人士皆可在不違背本發(fā)明的精神及范疇下，對上述實施例進行修飾或改變。因此，舉凡所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者在未脫離本發(fā)明所揭示的精神與技術(shù)思想下所完成的一切等效修飾或改變，仍應(yīng)由本發(fā)明的權(quán)利要求所涵蓋。