開關電源裝置的制作方法

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本發(fā)明涉及具有移相全橋型的dc/dc轉換器的開關電源裝置。

背景技術：

以往，有移相全橋型的dc/dc轉換器。如圖1所示，移相全橋型的dc/dc轉換器有具有4個開關元件sa、sb、sc、sd的全橋型開關電路31。在移相全橋型的dc/dc轉換器中，如圖2的時序圖(a)-(d)所示，4個開關元件sa、sb、sc、sd進行開關，輸出與負載對應的電力。

在全橋型開關電路中，在一對開關元件sa、sd的雙方導通的期間ton1，輸入電壓vi被輸出到變壓器tr的初級繞組，通過開關元件sa、sd在變壓器tr中電流流動。而且，在另一對開關元件sb、sc的雙方導通的期間ton2，輸入電壓vi被反向地輸出到變壓器tr的初級繞組，通過開關元件sb、sc在變壓器tr中反向的電流流動。

4個開關元件sa、sb、sc、sd以規(guī)定的占空比被開關控制。占空比成為對50％相加或相減了靜寂時間(deadtime)td1、td2所得的值。若負載變化，因使一對開關元件sa、sd的一方和另一方的開關相位變化，則使在開關元件sa、sd中電流流動的期間ton1變化。同樣地，因使另一對開關元件sb、sc的一方和另一方的開關相位變化，使在開關元件sb、sc中電流流動的期間ton2變化。由此，按照負載的變化，電流流動的期間ton1、ton2發(fā)生增減，輸出電力變化。

而且，在移相全橋型的dc/dc轉換器中，以往通過進行zvs(zerovoltageswitching；零電壓開關)的控制，謀求開關損耗的降低。

在zvs的控制中，在串聯(lián)地連接到輸入端子間的不同時地導通的2個開關元件sa、sb之中，從截止一方至導通另一方為止，設有延遲。該延遲是靜寂時間td1。同樣地，在另一組的不同時地導通的2個開關元件sc、sd之中，從導通一方至導通另一方為止設有靜寂時間td2(參照圖2的(a)-(d))。

通過設有這樣的靜寂時間td1、td2，開關元件sa、sb、sc、sd分別從兩端電壓va、vb、vc、vd為零伏起被導通(參照圖2的(e)-(h))。如果開關元件sa、sb、sc、sd是fet，則兩端電壓va、vb、vc、vd是源極和漏極間電壓。

從對應的各兩端電壓va、vb、vc、vd為零伏起，各開關元件sa、sb、sc、sd被導通。那樣的話，在導通電阻為零和無限大之間的中間的值的期間，能夠抑制在各開關元件sa、sb、sc、sd中電流流動。因此，各開關元件sa、sb、sc、sd中消耗的電力(開關損耗)降低。靜寂時間td1、td2通常被設定為根據(jù)在由開關元件sa、sb、sc、sd通斷的電路中包含的電感和電容值所確定的諧振周期的1/4。產(chǎn)生諧振的電感和電容值，例如有諧振用的電感器l和開關元件sa、sb、sc、sd的寄生電容cr等。

以往，在zvs控制的移相全橋型的dc/dc轉換器中，提出了使功率轉換效率進一步提高的技術(例如參照專利文獻1)。

在專利文獻1中，通過在全橋型連接的4個開關元件的后級，設有飽和扼流圈，按照負載的大小，使電路的電感變化，降低無謂的電力損耗。此外，在專利文獻1的實施方式2中，與飽和扼流圈的電感的變化匹配，標準的靜寂時間變化。因此，與變化的標準的靜寂時間匹配，動態(tài)地設定靜寂時間，進行zvs控制。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特開2013-188015號公報

技術實現(xiàn)要素：

在移相全橋型的dc/dc轉換器中，因輸出的大小、或輸入的大小的不同，有時全橋型開關電路中產(chǎn)生的諧振波形從標準的波形變化。因此，在移相全橋型的dc/dc轉換器中，因諧振波形基于輸入輸出的變化而變化，有時功率轉換效率下降。

本發(fā)明的一方式的開關電源裝置是將從交流電源輸入的輸入功率進行功率轉換并向負載供給的開關電源裝置。本發(fā)明的一方式的開關電源裝置包括：功率因數(shù)改善電路；設在功率因數(shù)改善電路的后級，具有全橋型開關電路的移相全橋型的dc/dc轉換器；檢測向負載供給的輸出電流的輸出電流檢測電路；檢測向負載供給的輸出電壓的輸出電壓檢測電路；檢測從功率因數(shù)改善電路向dc/dc轉換器輸入的功率因數(shù)改善電路輸出電壓的功率因數(shù)改善電路輸出電壓檢測電路；以及基于功率因數(shù)改善電路輸出電壓、向負載供給的輸出電流和輸出電壓，動態(tài)地變更全橋型開關電路的靜寂時間的控制單元?？刂茊卧m用變更后的靜寂時間，進行全橋型開關電路的開關控制。

本發(fā)明的另一方式的開關電源裝置是將從交流電源輸入的輸入功率進行功率轉換并向負載供給的開關電源裝置，包括：功率因數(shù)改善電路；設在功率因數(shù)改善電路的后級，具有全橋型開關電路的移相全橋型的dc/dc轉換器；檢測向負載供給的輸出電流的輸出電流檢測電路；檢測向負載供給的輸出電壓的輸出電壓檢測電路；以及基于檢測到的輸出電流和輸出電壓，動態(tài)地變更全橋型開關電路的靜寂時間的控制單元，控制單元適用變更后的靜寂時間，進行全橋型開關電路的開關控制。

本發(fā)明的再一另一方式的開關電源裝置是將輸入功率進行功率轉換并向負載供給的開關電源裝置，包括：具有全橋型開關電路的移相全橋型的dc/dc轉換器；檢測向負載供給的輸出電流的輸出電流檢測電路；檢測向負載供給的輸出電壓的輸出電壓檢測電路；以及基于檢測出的輸出電流和輸出電壓，動態(tài)地變更全橋型開關電路的靜寂時間的控制單元，控制單元適用變更后的靜寂時間，進行全橋型開關電路的開關控制。

根據(jù)本發(fā)明，在具有移相全橋型的dc/dc轉換器的開關電源裝置中，可以抑制大型化，并且能夠實現(xiàn)較高的功率轉換效率。

附圖說明

圖1是表示移相全橋型的dc/dc轉換器的基本部分的電路圖。

圖2是說明移相全橋型的dc/dc轉換器的動作的時序圖。

圖3是本發(fā)明的實施方式的開關電源裝置的結構圖。

圖4是表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第1例和第2例的波形圖。

圖5是表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第3例和第4例的波形圖。

圖6是表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第5例和第6例的波形圖。

圖7是表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第7例和第8例的波形圖。

具體實施方式

在本發(fā)明的實施方式的說明之前，簡單地說明以往的裝置中的問題。

在專利文獻1的技術中，飽和扼流圈的電感值按照輸出的大小而改變，所以按照該改變，標準的諧振的周期也變化。因此，專利文獻1的技術中，進行靜寂時間的設定，使得與標準的諧振周期的變化匹配。在專利文獻1的技術中，簡單地按照輸出電流值的增加進行控制，以使靜寂時間增長(參照專利文獻1的0061段)。在這樣的控制中，難以應對諧振波形從標準的波形變化的情況。

而且，專利文獻1的技術，因新設置飽和扼流圈，所以有電源裝置大型化的問題。

以下，參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式。

圖3是本發(fā)明的實施方式的開關電源裝置的結構圖。

本發(fā)明的實施方式的開關電源裝置具有ac/dc轉換器10、dc/dc轉換器30、控制單元40、以及數(shù)據(jù)表50。雖然無特別地限制，但在圖3的例子中，作為負載60，采用輸出電動汽車的動力的蓄電池。

ac/dc轉換器10將交流電源vs進行功率轉換，使得通向交流電源vs的高次諧波的反向電流受到抑制，并輸出直流電壓。ac/dc轉換器10具有將交流電源vs進行整流的整流電路11、使整流后的電壓平滑的平滑電容c10、以及具有扼流圈l11、l12、開關元件s11、s12和平滑電容c21的有源型的功率因數(shù)改善電路(以下，稱為pfc電路：pfc(powerfactorcorrection))13。開關元件s11、s12由控制單元40進行開關控制。

而且，ac/dc轉換器10具有檢測通向pfc電路13的輸入電壓(整流電壓)的輸入電壓檢測單元14、以及檢測通向pfc電路13的輸入電流的輸入電流檢測單元15。輸入電壓檢測單元14的輸入電壓檢測信號和輸入電流檢測單元15的輸入電流檢測信號被傳送到控制單元40。再者，輸入電壓檢測單元14和輸入電流檢測單元15也可以設置在平滑電容c10的后級。

而且，ac/dc轉換器10具有檢測pfc電路13的輸出電壓的pfc輸出電壓檢測單元22。pfc輸出電壓檢測單元22的pfc輸出電壓檢測信號被傳送到控制單元40。

dc/dc轉換器30是相移全橋型pwm(pulsewidthmodulation；脈寬調(diào)制)電源的電路，從ac/dc轉換器10接受電壓，輸出與負載60對應的電力。dc/dc轉換器30具有將4個開關元件sa、sb、sc、sd全橋型地連接的全橋型開關電路31、諧振用線圈lr、變壓器tr、整流電路32、扼流圈l31、以及旁路電容c31。

而且，dc/dc轉換器30具有檢測輸出電流的輸出電流檢測單元34、以及檢測輸出電壓的輸出電壓檢測單元35。輸出電流檢測單元34的輸出電流檢測信號和輸出電壓檢測單元35的輸出電壓檢測信號，向控制單元40傳送。

開關元件sa、sb、sc、sd的每一個，例如是mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor；金屬氧化物半導體場效應晶體管)，通過控制端子(柵極端子)受到控制，在兩端子(源極端子和漏極端子)之間流動電流。在開關元件sa、sb、sc、sd的各兩端子間的電阻幾乎為零電阻(導通)時和非導通(截止)時，開關元件sa、sb、sc、sd中消耗的電力幾乎為零。另一方面，在開關元件sa、sb、sc、sd從導通切換為截止、或從截止切換為導通時，在兩端子間產(chǎn)生零和無限大之間的導通電阻。因此，若在該期間電流流動，則消耗電力，產(chǎn)生開關損耗。

例如，開關元件sa、sb、sc、sd的每一個，在寄生二極管的一端上具有寄生電容cr(未圖示)。

再者，就開關元件sa、sb、sc、sd而言，只要是通過igbt(insulatedgatebipolartransistor；絕緣柵型雙極晶體管)等的控制端子的控制而導通和截止，在2端子間能夠流動大的電流的元件，適用什么樣的元件都可以。

全橋型開關電路31在2個輸出節(jié)點n1、n2之間連接變壓器tr的初級繞組。開關元件sa、sb、sc、sd通過控制單元40，如圖2的(a)-(d)的時序圖那樣被開關控制。在開關元件sa、sd導通的期間ton1，在2個輸出節(jié)點n1、n2之間輸出正向的電壓。此外，在開關元件sb、sc導通的期間ton2，在2個輸出節(jié)點n1、n2之間輸出反向的電壓。通過它們，全橋型開關電路31對變壓器tr輸出在正向和反向上周期性地改變方向的電流。

諧振用線圈lr在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間，與變壓器tr的初級繞組串聯(lián)地連接。通過開關控制，在輸出節(jié)點n1、n2之間輸出電流時，開關元件sa、sb、sc、sd的其中一個被截止，以切斷該電流。此時，通過諧振用線圈lr和開關元件sa、sb、sc、sd的寄生電容cr，在被截止的開關元件的寄生電容cr和諧振用線圈lr之間產(chǎn)生諧振。該諧振的1/4周期t0為下式(1)。

變壓器tr從全橋型開關電路31接受周期性地變化的電流時，輸出在次級繞組中同樣地變化的電壓。變壓器tr確保初級繞組側和次級繞組側之間的絕緣。整流電路32將變壓器tr的輸出電壓進行整流，輸出到扼流圈l31。扼流圈l31通過整流電路32的電壓而流動直流的電流，輸出到負載60。旁路電容c31抑制輸出電壓的變動。

以下，說明實施方式1至實施方式3的控制單元40和數(shù)據(jù)表50。

＜實施方式1＞

實施方式1中，控制單元40參照向負載60供給的輸出電流和輸出電壓，確定最佳的靜寂時間td1、td2。有關靜寂時間td1、td2的細節(jié)將后述。

實施方式1的數(shù)據(jù)表50具有將向負載60供給的輸出電壓和輸出電流、最佳的靜寂時間td1、td2相對應的數(shù)據(jù)表。

實施方式1的控制單元40對pfc電路13的開關元件s11、s12的控制端子輸出pfc開關信號，將開關元件s11、s12導通和截止。由此，控制單元40控制pfc電路13，以得到目標的pfc輸出電壓(例如400v)，并且使得交流電源vs中流出的高次諧波受到抑制。

控制單元40對開關元件sa、sb、sc、sd的控制端子輸出dc/dc開關信號，控制開關元件sa、sb、sc、sd的導通和截止。由此，dc/dc轉換器30動作，以得到與負載60對應的輸出電壓和輸出電流。接著，參照圖2的(a)-(h)，說明dc/dc轉換器30的控制的細節(jié)。

圖2的(a)表示開關元件sa的導通和截止，(b)表示開關元件sb的導通和截止，(c)表示開關元件sc的導通和截止，(d)表示開關元件sd的導通和截止，(e)表示開關元件sa的兩端電壓va，(f)表示開關元件sb的兩端電壓vb，(g)表示開關元件sc的兩端電壓vc，(h)表示開關元件sd的兩端電壓vd。

首先，控制單元40根據(jù)負載60，進行dc/dc轉換器30的相移控制。在相移控制中，控制單元40將4個開關元件sa、sb、sc、sd以規(guī)定的占空比進行開關控制。若負載60變化，則控制單元40使一對開關元件sa、sd的一方和另一方的開關相位變化。由此，開關元件sa、sd中電流流動的期間ton1變化。同樣地，控制單元40使另一對開關元件sb、sc的一方和另一方的開關相位變化。由此，開關元件sb、sc中電流流動的期間ton2變化。通過這樣的控制，按照負載60的變化，電流流動的期間ton1、ton2產(chǎn)生增減，輸出電力變化。

控制單元40進而對dc/dc轉換器30進行zvs控制。在zvs控制中，控制單元40設定在從將不同時地導通的2個開關元件sa、sb的一方截止起至導通另一方為止的靜寂時間td1。同樣地，對于另一組的不同時地導通的2個開關元件sc、sd，也設置將從導通一方起至導通另一方為止的靜寂時間td2。

控制單元40基于輸出電壓檢測信號和輸出電流檢測信號，使用數(shù)據(jù)表50確定靜寂時間td1、td2。在數(shù)據(jù)表50中，對每個輸出電壓和輸出電流存儲最佳的靜寂時間td1、td2的值，控制單元40使用它們進行zvs控制。

說明從開關元件sb截止起至開關元件sa被導通為止的靜寂時間td1。通過最佳的靜寂時間td1的值被使用，在靜寂時間td1的期間末端，可以使開關元件sa的兩端電壓va(源極和漏極間電壓)為零(參照圖2的(e))。即使靜寂時間td1的諧振波形從標準變化，通過使用與標準的靜寂時間的值不同的靜寂時間td1，也可以在靜寂時間td1的期間末端使開關元件sa的兩端電壓va為零。由此，可以使開關損耗非常低。

從開關元件sa截止起至開關元件sb被導通為止的靜寂時間td1、以及有關開關元件sc、sd的靜寂時間td2也是同樣。

＜最佳的靜寂時間td1、td2的說明＞

接著，詳細地說明數(shù)據(jù)表50中存儲的最佳的靜寂時間td1、td2。

圖4示出了表示按照輸出變化的諧振波形的第1例和第2例的波形圖。圖4的(a)是標準的波形圖，圖4的(b)是從標準變化后的波形圖。圖5示出了表示按照輸出變化的諧振波形的第3例和第4例的波形圖。圖5的(a)是標準的波形圖，圖5的(b)是從標準變化后的波形圖。再者，圖4和圖5的波形表示在靜寂時間td1、td2的期間末端不切換開關元件sa、sb、sc、sd的導通和截止，繼續(xù)諧振的情況下的波形。

最佳的靜寂時間td1、td2，基于從考慮了電路的細節(jié)部分的模擬得到的諧振波形、或實測動作中的電路得到的諧振波形，被預先確定。作為電路的參數(shù)，選擇輸出電壓和輸出電流。通過按照假定的多個參數(shù)，進行模擬或實測，可以得到與假定的多個動作狀態(tài)對應的最佳的靜寂時間td1、td2。

接著，說明開關元件sb截止起開關元件sa被導通時的靜寂時間td1。再者，從開關元件sa截止起開關元件sb被導通時的靜寂時間td1、以及有關開關元件sc、sd的靜寂時間td2，與以下是同樣的，所以省略詳細的說明。

＜第1例＞

圖4的(a)表示在dc/dc轉換器30的輸出為輸出電壓400v、輸出電流9a時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

在該參數(shù)時，假定為得到標準的諧振波形來說明。即，在由諧振用線圈lr的電感值和開關元件sa的寄生電容cr的電容值得到的lc諧振周期的1/4中，下一個導通的開關元件sa的兩端電壓va(源極和漏極間電壓vds)為零。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為標準的lc諧振周期的1/4，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第2例＞

圖4的(b)表示dc/dc轉換器30的輸出為輸出電壓400v、輸出電流18a時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。再者，假設圖4的(a)和圖4的(b)的pfc輸出電壓相同。

在該參數(shù)時，假定為得到與標準不同的諧振波形來說明。即，在由諧振用線圈lr的電感值和開關元件sa的寄生電容cr的電容值得到的lc諧振周期的1/4中，下一個導通的開關元件sa的兩端電壓va(源極和漏極間電壓vds)為比零低的值，兩端電壓va為零的定時比lc諧振周期的1/4早。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為比標準的lc諧振周期的1/4短的值(圖4的(b)的td1)，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第3例＞

圖5的(a)表示dc/dc轉換器30的輸出為輸出電壓400v、輸出電流9a(輸出電力3.6kw)時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

在該參數(shù)時，假定為得到標準的諧振波形來說明。即，在由諧振用線圈lr的電感值和開關元件sa的寄生電容cr的電容值得到的lc諧振周期的1/4，下一個導通的開關元件sa的兩端電壓va(源極和漏極間電壓vds)為零。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為標準的lc諧振周期的1/4，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第4例＞

圖5的(b)表示在dc/dc轉換器30的輸出為輸出電壓200v、輸出電流18a(輸出電力3.6kw)時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。在圖5的(b)中，輸出電力被設定與圖5的(a)相同的參數(shù)。再者，假設圖5的(a)和圖5的(b)的pfc輸出電壓相同。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為比標準的lc諧振周期的1/4短的值(圖5的(b)的td1)，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

再者，上述的第1例至第4例表示了標準的諧振波形和與標準不同的諧振波形的一例。但是，與標準不同的諧振波形因輸出電壓和輸出電流的參數(shù)而產(chǎn)生各種變形。因此，使參數(shù)的值各種各樣地變化來模擬或進行電路的實測，預先求與參數(shù)的各值對應的最佳的靜寂時間td1、td2，將它們注冊在數(shù)據(jù)表50中。由此，可以通過最佳的靜寂時間td1、td2，達到最佳的zvs控制，使開關損耗非常少。

＜實施方式2＞

在實施方式2中，控制單元40除了參照輸出電壓和輸出電流之外，還參照pfc輸出電壓，確定最佳的靜寂時間td1、td2。

實施方式2的數(shù)據(jù)表50具有將pfc輸出電壓、以及向負載60供給的輸出電壓和輸出電流、最佳的靜寂時間td1、td2相對應的數(shù)據(jù)表。

實施方式2的控制單元40對pfc電路13的開關元件s11、s12的控制端子輸出pfc開關信號，將開關元件s11、s12導通和截止。由此，控制單元40控制pfc電路13，以得到目標的pfc輸出電壓(例如400v)，并且在交流電源vs中流出的高次諧波受到抑制。

控制單元40基于pfc輸出電壓和dc/dc轉換器30的輸出電壓檢測信號和輸出電流檢測信號，使用數(shù)據(jù)表50，確定靜寂時間td1、td2。此外，控制單元40對開關元件sa、sb、sc、sd的控制端子，輸出dc/dc開關信號，控制開關元件sa、sb、sc、sd的導通和截止。由此，dc/dc轉換器30動作，以得到與負載60對應的輸出電壓和輸出電流。

＜最佳的靜寂時間td1、td2的說明＞

接著，詳細地說明在數(shù)據(jù)表50中存儲的最佳的靜寂時間td1、td2。

圖6示出了表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第5例和第6例的波形圖。圖6的(a)是標準的波形圖，圖6的(b)是從標準變化后的波形圖。圖7示出了表示按照輸入輸出變化的諧振波形的第7例和第8例的波形圖。圖7的(a)是標準的波形圖，圖7的(b)是從標準變化后的波形圖。再者，圖6和圖7的波形表示在靜寂時間td1、td2的期間末端不切換開關元件sa、sb、sc、sd的導通和截止，繼續(xù)諧振的情況下的波形。

最佳的靜寂時間td1、td2，基于從考慮了電路的細節(jié)部分的模擬得到的諧振波形、或實測動作中的電路所得到的諧振波形，被預先確定。作為電路的參數(shù)，選擇pfc輸出電壓、dc/dc轉換器30的輸出電壓和輸出電流。通過假定的多個參數(shù)，進行模擬或實測，可以得到與假定的多個動作狀態(tài)對應的最佳的靜寂時間td1、td2。

接著，說明從開關元件sb截止起開關元件sa被導通時的靜寂時間td1。再者，在開關元件sa截止后開關元件sb被導通時的靜寂時間td1、以及有關開關元件sc、sd的靜寂時間td2，與以下是同樣的，所以省略詳細的說明。

＜第5例＞

圖6的(a)表示pfc輸出電壓為400v、dc/dc轉換器30的輸出電壓為300v、輸出電流為9a時，全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為標準的lc諧振周期的1/4，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第6例＞

圖6的(b)表示pfc輸出電壓為350v、dc/dc轉換器30的輸出電壓為300v、輸出電流為9a時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為比標準的lc諧振周期的1/4短的值(圖6的(b)的td1)，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第7例＞

圖7的(a)表示pfc輸出電壓為400v、dc/dc轉換器30的輸出電壓為300v、輸出電流為9a時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

在該參數(shù)時，假定為得到標準的諧振波形來說明。即，在從諧振用線圈lr的電感值和開關元件sa的寄生電容cr的電容值得到的lc諧振周期的1/4，下一個導通的開關元件sa的兩端電壓va(源極和漏極間電壓vds)為零。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1為標準的lc諧振周期的1/4，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

＜第8例＞

圖7的(b)表示在pfc輸出電壓為400v、dc/dc轉換器30的輸出電壓為350v、輸出電流為9a時，在全橋型開關電路31的2個輸出節(jié)點n1、n2之間產(chǎn)生的諧振波形。

因此，與該參數(shù)對應的最佳的靜寂時間td1成為比標準的lc諧振周期的1/4短的值(圖7的(b)的td1)，該值被注冊在數(shù)據(jù)表50中。

實施方式2中，除了參照dc/dc轉換器30的輸出電壓和輸出電流之外，還參照pfc輸出電壓，確定最佳的靜寂時間td1、td2。因此，可以更準確地假定對dc/dc轉換器30施加的負載，可以使用能夠進一步大幅度地抑制開關損耗的靜寂時間td1、td2。

＜實施方式3＞

在實施方式3中，控制單元40還基于pfc電路13的輸入和dc/dc轉換器30的輸出來確定pfc輸出電壓。然后，控制單元40基于pfc輸出電壓、dc/dc轉換器30的輸出電壓、和dc/dc轉換器30的輸出電流，確定最佳的靜寂時間td1、td2。再者，也可以單獨地設置控制pfc輸出電壓的控制單元和控制靜寂時間的控制單元。

實施方式3的數(shù)據(jù)表50具有將pfc電路13的輸入電壓和輸入電流、以及向負載60供給的輸出電壓和輸出電流、目標的pfc輸出電壓相對應的第1數(shù)據(jù)表。

再者，在本實施方式中，例示了將pfc電路的輸入電壓、輸入電流、dc/dc轉換器的輸出電壓和輸出電流、以及目標的pfc輸出電壓相對應的情況，但是例如也可以是將pfc電路的輸入電壓和dc/dc轉換器的輸出電壓、以及目標的pfc輸出電壓相對應的數(shù)據(jù)表。此外，也可以不是檢測pfc電路的輸入電壓、輸入電流、dc/dc轉換器的輸出電壓和輸出電流的全部，而是檢測pfc電路的輸入電壓、輸入電流、dc/dc轉換器的輸出電壓和輸出電流之中的三個，剩余的一個從該三個檢測結果來估計。

數(shù)據(jù)表50還具有將pfc輸出電壓、以及向負載60供給的輸出電壓和輸出電流和最佳的靜寂時間td1、td2相對應的第2數(shù)據(jù)表。

實施方式3的控制單元40對pfc電路13的開關元件s11、s12的控制端子，輸出pfc開關信號，將開關元件s11、s12導通和截止。由此，控制單元40控制pfc電路13，以得到目標的pfc輸出電壓，并且使得交流電源vs中流出的高次諧波被抑制。

控制單元40基于pfc電路13的輸入電流檢測信號、輸入電壓檢測信號、dc/dc轉換器30的輸出電流檢測信號、輸出電壓檢測信號，確定目標的pfc輸出電壓。此時，控制單元40使用數(shù)據(jù)表50，就可以得到目標的pfc輸出電壓。

控制單元40對開關元件sa、sb、sc、sd的控制端子，輸出dc/dc開關信號，控制開關元件sa、sb、sc、sd的導通和截止。由此，dc/dc轉換器30工作，以得到與負載60對應的輸出電壓和輸出電流。

控制單元40基于pfc輸出電壓和dc/dc轉換器30的輸出電壓檢測信號和輸出電流檢測信號，使用數(shù)據(jù)表50，確定靜寂時間td1、td2。這種情況下，在數(shù)據(jù)表50中，存儲對pfc輸出電壓和dc/dc轉換器30的輸出電壓和輸出電流最佳的靜寂時間td1、td2的值。

接著，詳細地說明目標的pfc輸出電壓的確定方法。

在具有pfc電路13和dc/dc轉換器30的開關電源裝置中，為了使開關電源裝置整體的功率轉換效率高，基于pfc電路13的輸入和dc/dc轉換器30的輸出來確定pfc輸出電壓。具體而言，控制單元40基于pfc電路13的輸入電流檢測信號、輸入電壓檢測信號、dc/dc轉換器30的輸出電流檢測信號、輸出電壓檢測信號、以及數(shù)據(jù)表50具有的第1數(shù)據(jù)表，確定最佳的“目標的pfc輸出電壓”。

再者，第1數(shù)據(jù)表基本上是pfc電路13的輸入和dc/dc轉換器30的輸出一同越大，目標的pfc輸出電壓越大的表。

然后，控制單元40控制pfc電路13，以得到確定的目標的pfc輸出電壓，另一方面，基于pfc輸出電壓和dc/dc轉換器30的輸出電壓檢測信號和輸出電流檢測信號，使用數(shù)據(jù)表50，確定靜寂時間td1、td2。對于靜寂時間td1、td2的確定方法，與實施方式2是同樣的，所以省略。

在實施方式3中，基于pfc電路13的輸入和dc/dc轉換器30的輸出，動態(tài)地變更pfc輸出電壓。由此，可以使開關電源裝置整體的功率轉換效率高。

而且，在實施方式3中，基于pfc輸出電壓和dc/dc轉換器30的輸出電壓檢測信號和輸出電流檢測信號，確定靜寂時間td1、td2，所以伴隨pfc輸出電壓的變更，靜寂時間td1、td2也可動態(tài)地變更。由此，可以實現(xiàn)開關電源裝置整體的功率轉換效率的提高和開關損耗的抑制，可以實現(xiàn)較高的功率轉換效率。

如以上，根據(jù)實施方式的開關電源裝置，在移相全橋型的dc/dc轉換器中，即使在通過zvs控制得到的諧振波形與標準的波形不同的情況下，通過使用與標準的值不同的靜寂時間td1、td2，也可大幅度地抑制開關損耗，能夠實現(xiàn)較高的功率轉換效率。而且，根據(jù)實施方式的開關電源裝置，不像現(xiàn)有技術文獻1那樣使用飽和扼流圈，所以在抑制了大型化的基礎上，能夠實現(xiàn)較高的功率轉換效率。

以上，說明了本發(fā)明的各實施方式。

再者，在上述實施方式中，作為開關電源裝置，表示了在dc/dc轉換器30的前級具有ac/dc轉換器10的結構，但也可以設為沒有ac/dc轉換器10的開關電源裝置。這種情況下，在實施方式的說明中，如果將pfc輸出電壓置換為dc/dc轉換器30的輸入直流電壓，則可得到與實施方式同樣的作用。

此外，在上述實施方式中，表示了使用數(shù)據(jù)表確定最佳的靜寂時間的結構，但也可以使用算式確定靜寂時間。

另外，實施方式中具體地說明的細節(jié)部分，在不脫離發(fā)明的宗旨的范圍內(nèi)可適當變更。

工業(yè)實用性

本發(fā)明可用于具有移相全橋型的dc/dc轉換器的開關電源裝置。

標號說明

10ac/dc轉換器

11整流電路

13pfc電路

14輸入電壓檢測單元

15輸入電流檢測單元