本發(fā)明涉及無線功率傳輸，且更具體地，本發(fā)明涉及針對諧振無線功率傳輸系統(tǒng)的發(fā)射線圈與接收線圈之間的距離變化進(jìn)行補償以提供高功率發(fā)射效率的無線功率傳輸系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

無線功率傳輸系統(tǒng)已被用于向設(shè)備提供功率，而無需直接的物理連接，例如電纜或電線。各種方法已經(jīng)用于無線發(fā)射功率，包括電容耦合、諧振電感耦合、激光、和微波束。使用諧振電感耦合的無線功率傳輸系統(tǒng)在相對短的線圈間隔距離上提供從發(fā)射線圈到接收線圈的相對高效的功率傳輸。更具體地，諧振電感耦合比諸如激光和微波束之類的方法便宜，并且還提供了優(yōu)于簡單的磁感應(yīng)耦合的優(yōu)點。例如，已經(jīng)使用簡單的磁感應(yīng)耦合來對直接放置在充電墊上的電動牙刷或蜂窩電話充電，但是僅允許小于一個線圈直徑的非常有限的線圈間隔距離。

在松散耦合的諧振無線功率傳輸系統(tǒng)中，期望能夠在大的距離范圍上移動發(fā)射線圈和/或接收線圈，而不需要不斷地重新調(diào)諧系統(tǒng)諧振。如果由初級線圈產(chǎn)生的大部分通量不被接收線圈所接收，則諧振無線功率傳輸系統(tǒng)被認(rèn)為是松散耦合的。考慮到發(fā)射線圈和接收線圈之間的耦合系數(shù)K隨距離的變化與接收機中整流器的非線性反向偏置電容的輸出電壓的變化，可以建立允許在一到五個線圈直徑范圍內(nèi)的線圈間隔距離的特定調(diào)諧，而無需重新調(diào)諧。

耦合系數(shù)K指示了穿過接收線圈的來自發(fā)射線圈的通量的比例，并且通常與以下相關(guān)：(1)當(dāng)發(fā)射線圈和接收線圈彼此耦合時，發(fā)射線圈和接收線圈的互感；以及(2)當(dāng)發(fā)射線圈和接收線圈是孤立的、未耦合的線圈時，發(fā)射線圈和接收線圈中的每一個線圈的自感。耦合系數(shù)K通常具有零和一之間的值，且“零”值指示在發(fā)射線圈和接收線圈之間不存在相互通量，并且因此沒有互感。耦合系數(shù)K的“一”值指示來自發(fā)射線圈的所有通量都被接收線圈所接收，且因此發(fā)射線圈和接收線圈中的每一個線圈的自感與發(fā)射線圈和接收線圈之間的整體互感相同。然而，耦合系數(shù)K也可以具有負(fù)值，例如，如果發(fā)射線圈和接收線圈之一的極性反轉(zhuǎn)，使得在接收線圈中感生的電壓相對于在發(fā)射線圈中的電壓為180度異相。此外，難以精確地確定在發(fā)射線圈和接收線圈之間的耦合系數(shù)K，因為用于確定發(fā)射線圈和接收線圈的互感和自感的公式是復(fù)雜的，并且為了確定耦合系數(shù)K所作出的測量是不準(zhǔn)確的，特別是對于耦合系數(shù)K的低值來說。

諧振無線功率傳輸系統(tǒng)中重新調(diào)諧諧振的一種已知方法依賴于變?nèi)荻O管(varactor)，其是一種類型的二極管，其電容根據(jù)跨其端子施加的電壓而變化。變?nèi)荻O管已被用作諧振無線功率傳輸系統(tǒng)中的壓控電容器，以在線圈間隔距離變化時遞送最大功率。然而，變?nèi)荻O管在諧振無線功率傳輸系統(tǒng)中引起不期望的功率損耗，并且變?nèi)荻O管經(jīng)常需要復(fù)雜的控制電路或系統(tǒng)。

在諧振無線功率傳輸系統(tǒng)中重新調(diào)諧諧振的另一種已知方法是改變發(fā)射振蕩器和接收振蕩器的工作頻率，以保持諧振無線功率傳輸系統(tǒng)在它們各自的系統(tǒng)諧振頻率下的操作。然而，如果功率傳輸頻率在內(nèi)部允許電磁干擾的工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療(ISM)無線電頻段內(nèi)，則很少的帶寬可用于允許工作頻率的變化。

根據(jù)已知的方法，諧振無線功率傳輸系統(tǒng)的接收機輸出處的電壓可以通過在整流器輸入處使用較大值的電容器來限制，以便在輸出處發(fā)生過壓狀況時使接收機失諧，這有助于分流諧振調(diào)諧和在發(fā)射線圈和接收線圈之間的功率傳輸，以防止過大的電壓增益。特別地，通過強制無線功率傳輸系統(tǒng)間歇地工作，則可以防止在接收機的負(fù)載較小的情況下接收機中的過大的電壓增益。然而，這種方法使得針對接收機的功率傳輸停止，從而減少了可以接收的功率量。

根據(jù)另一種已知的方法，通過強制接收機輸出電壓被固定到電池電壓，接收機輸出可以直接連接到電池，以防止接收機的過載。因此，包括接收機輸出處的電池在內(nèi)的諧振無線功率傳輸系統(tǒng)不會經(jīng)歷在每次耦合系數(shù)K改變時為了在接收線圈處嘗試從發(fā)射線圈接收可用的最大功率量而不斷的重新調(diào)諧。更具體地，針對接收機的負(fù)載，電池呈現(xiàn)大體固定的電壓，其在接收機輸出特性的功率傳輸曲線上提供穩(wěn)定的工作點。然而，該方法強制接收機輸出電壓固定為電池電壓，這不太可能被設(shè)置在接收機輸出特性的功率傳輸曲線上的最大功率傳輸點處。

雖然可以調(diào)諧接收機以相對于最大功率點處的距離來提供恒定或大體恒定的電壓輸出，但是如果功率傳輸在相對長的線圈間隔距離上開始時，這種布置將防止接收機向負(fù)載提供功率。更具體地，在充分高的線圈間隔距離上，接收機輸出電壓足夠接近零伏特，使得接收機中的整流器處于斷開狀態(tài)，并且在該狀態(tài)下跨整流器的反向電壓充分接近于零，這增加了非線性接收機電容。因此，非線性接收機電容變得太高，而無法提供足夠的增益來將接收機的輸出電容器充電到負(fù)載的工作電壓。

根據(jù)又一種已知的方法，可以將欠壓鎖定電路添加到接收機輸出電壓上，使得如果接收機輸出電壓下降到預(yù)定電平以下，則諧振無線功率傳輸系統(tǒng)的DC-DC級被關(guān)閉當(dāng)接收機輸出電壓上升到另一預(yù)定電平以上時，再次接通DC-DC級。然而，這種操作方法導(dǎo)致無線功率傳輸系統(tǒng)的間歇操作，并且僅為諧振無線功率傳輸系統(tǒng)提供過載保護(hù)，并且不提供調(diào)諧或重新調(diào)諧。

因此，上述已知的方法導(dǎo)致諧振無線功率傳輸系統(tǒng)的效率損耗和/或需要復(fù)雜的控制電路或系統(tǒng)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服上述問題，本發(fā)明的優(yōu)選實施例提供了高效且不需要復(fù)雜控制電路或系統(tǒng)的無線功率傳輸系統(tǒng)。

根據(jù)無線功率傳輸系統(tǒng)的具體調(diào)諧，接收機整流器的非線性電容可用于限制整流器輸出處的DC輸出電壓范圍。這在包括接收機輸出處的DC-DC轉(zhuǎn)換器以向系統(tǒng)負(fù)載提供固定的輸出電壓的無線功率傳輸系統(tǒng)中是可期望的。由于需要在DC-DC轉(zhuǎn)換器中使用更高電壓的開關(guān)器件，因此該DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入處的過大的電壓可能導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器的損壞，或者可能導(dǎo)致較低效率。隨著負(fù)載減小，或者隨著發(fā)射線圈和接收線圈的移動更靠近在一起，接收機輸出可能經(jīng)受大的電壓增加。

因此，為了克服上述問題，本發(fā)明的優(yōu)選實施例提供了整流器非線性電容作為整個諧振網(wǎng)絡(luò)的一部分，使得隨著整流器輸出電壓的增加，整流器電容的減小導(dǎo)致將接收機諧振自動重新調(diào)諧到更高的頻率。由于無線功率傳輸系統(tǒng)的操作處于固定的頻率，諧振增益受到在低于諧振的頻率處的操作的限制。取決于與串聯(lián)諧振電容相比的非線性電容的相對大小以及整流器中的非線性度，這修改接收機的V-I輸出特性的形狀。

隨著線圈間隔增加，接收機輸出處提供的功率量減少。根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，從接收機到負(fù)載的功率輸出被限制為可用的最大功率的近似值，以防止無線功率傳輸系統(tǒng)的過載。具體地，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，從接收機抽取的電流被限制為實際可用的電流量，這防止DC-DC轉(zhuǎn)換器級的負(fù)輸入阻抗使得接收機輸出過載。

本發(fā)明的優(yōu)選實施例提供一種無線功率傳輸系統(tǒng)，其包括發(fā)射機電路，所述發(fā)射機電路包括：DC輸入；振蕩器控制的驅(qū)動級，連接到DC輸入并提供具有固定頻率的輸出；連接到振蕩器控制的驅(qū)動級的初級串聯(lián)諧振電容器；以及連接到所述初級串聯(lián)諧振電容器的發(fā)射線圈，并且無線功率傳輸系統(tǒng)包括接收機電路，所述接收機電路包括：接收線圈；次級串聯(lián)諧振電容器，與接收線圈串聯(lián)連接；次級并聯(lián)諧振電容器，與接收線圈并聯(lián)連接；連接到次級串聯(lián)諧振電容器和次級并聯(lián)諧振電容器并且包括至少一個整流器在內(nèi)的整流器電路；以及輸出濾波電容器，連接到整流電路并被布置為接收整流器電路DC輸出。發(fā)射諧振頻率由初級串聯(lián)諧振電容器和發(fā)射線圈來限定，且發(fā)射諧振頻率低于振蕩器控制的驅(qū)動級的固定頻率。接收諧振頻率由次級串聯(lián)諧振電容器、次級并聯(lián)諧振電容器、接收線圈、和至少一個整流器的非線性電容來限定；以及當(dāng)整流器電路DC輸出增加時，接收諧振頻率隨著至少一個整流器的非線性電容減小而增加。

發(fā)射線圈與接收線圈之間的耦合系數(shù)優(yōu)選為約K＝0.1至約K＝0.001。無線功率傳輸系統(tǒng)優(yōu)選地在發(fā)射線圈和接收線圈之間的線圈間隔距離范圍內(nèi)操作，該范圍為發(fā)射線圈的大約一個線圈直徑到大約五個線圈直徑。發(fā)射線圈和接收線圈優(yōu)選地具有相同或大體相同的直徑并且被定位成實現(xiàn)最大耦合。

整流器電路優(yōu)選為全波橋式整流器。無線功率傳輸還優(yōu)選地包括通過串聯(lián)失諧電容器連接到全波橋式整流器的每個橋臂(bridge leg)的中心的失諧MOSFET。無線功率傳輸系統(tǒng)還優(yōu)選地包括連接到全波橋式整流器的輸入的固定電容器。

無線功率傳輸系統(tǒng)還優(yōu)選地包括連接到接收機電路的非隔離DC-DC調(diào)節(jié)器(regulator)。無線功率傳輸系統(tǒng)還優(yōu)選地包括連接到接收機電路的電流調(diào)節(jié)放大器。優(yōu)選地，無線功率傳輸系統(tǒng)包括上諧振頻率和下諧振頻率，并且上諧振頻率與發(fā)射線圈和接收線圈之間的最大預(yù)定線圈間隔距離相關(guān)聯(lián)。

根據(jù)以下參考附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例的詳細(xì)描述，本發(fā)明的上述和其它特征、要素、特性、步驟和優(yōu)點將變得更加明顯。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的優(yōu)選實施例中包括的無線功率傳輸系統(tǒng)的電路圖。

圖2是根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的對無線功率傳輸系統(tǒng)的行為加以近似的模型的電路圖。

圖3是從圖2中的Vinrms到Voutrms的串聯(lián)諧振路徑的電路圖。

圖4是圖2的初級諧振網(wǎng)絡(luò)和次級諧振網(wǎng)絡(luò)的電路圖，其實際上具有并聯(lián)電路布置。

圖5是示出了下諧振頻率f1和上諧振頻率fu如何隨著耦合系數(shù)K而變化的曲線圖。

圖6示出了與K有關(guān)的圖2中具有固定負(fù)載阻抗的等效電路的頻率響應(yīng)。

圖7示出了整流器反向電容和所施加的反向電壓之間的典型關(guān)系。

圖8和9示出了橋式整流器的差分輸入電容。

圖10示出了橋式整流器的平均差分輸入電容與DC輸出電壓之間的關(guān)系。

圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的與耦合系數(shù)相關(guān)的仿真接收機輸出特性。

圖12示出了根據(jù)比較例的與耦合系數(shù)相關(guān)的仿真接收機輸出特性。

圖13A是示出了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的D類功率級的電路圖。

圖13B是圖13A所示的電路圖的簡化電路圖。

圖14是示出了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的無線接收機的電路圖。

圖15A和15B是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的經(jīng)調(diào)節(jié)的接收機的電路圖。

具體實施方式

圖1是本發(fā)明的優(yōu)選實施例中包括的典型無線功率傳輸系統(tǒng)的簡化電路圖。DC電源連接到振蕩器控制的驅(qū)動級。驅(qū)動級對包括初級諧振電容器Cp和初級發(fā)射線圈Lp在內(nèi)的初級諧振儲能電路(tank circuit)進(jìn)行激勵。次級接收線圈Ls經(jīng)由次級串聯(lián)諧振電容器Csl和次級并聯(lián)諧振電容器Cs2連接到整流器電路。整流器電路并聯(lián)連接到并聯(lián)諧振電容器Cs2，這導(dǎo)致跨輸出電容器Cout的DC輸出電壓，其向負(fù)載Rld提供DC功率。

初級發(fā)射線圈Lp和次級接收線圈Ls以互感M耦合，互感M通過公式與耦合系數(shù)K相關(guān)。如果初級線圈Lp和次級線圈Ls具有相同或大體相同的大小、形狀、和匝數(shù)(即Lp＝Ls)，則上述公式可以簡化為M＝K*Lp或M＝K*Ls。因此，互感的每一側(cè)的漏電感可以由公式Llkp＝Llks＝Lp*(1-K)或Llkp＝Llks＝Ls*(1-K)來表示，其中Llkp是初級漏電感，且Llks是次級漏電感。由于這是諧振系統(tǒng)，所以初級線圈Lp和次級線圈Ls中的大多數(shù)初級電流和次級電流具有由振蕩器控制的驅(qū)動級來確定的基本工作頻率處的正弦波形式。相應(yīng)地，可以對該系統(tǒng)應(yīng)用一次(first)諧波分析，忽略剩余的諧波，這是因為剩余的諧波大體上被諧振電路所衰減，并且剩余的諧波遞送零或大體為零的功率。此外，一次諧波分析簡化了整個系統(tǒng)，這允許系統(tǒng)在其頻率響應(yīng)方面更容易地進(jìn)行評估。

如果驅(qū)動級的輸出被假設(shè)為具有0伏特的低電平和Vin伏特的高電平的方波(或大體方波)，則驅(qū)動級的輸出可以由正弦波代替，其中rms(均方根)值為其是施加到初級諧振儲能電路的方波電壓的一次諧波。如果輸出整流器是全波整流器，則輸出整流器和DC輸出負(fù)載Rld可由等效的AC負(fù)載電阻Rldac代替，其由公式Rldac＝8*Rld/π²提供。另外，根據(jù)下面的公式，DC輸出電壓與整流器輸入側(cè)所涉及的一次諧波RMS電壓相關(guān)：

根據(jù)上述描述和公式，已經(jīng)開發(fā)了對無線功率傳輸系統(tǒng)的行為加以近似的模型，并且在圖2中示出。

在圖2所示的松散耦合的無線功率傳輸系統(tǒng)中，特別注意的是從K＝0.1到K＝0.001的耦合系數(shù)的范圍，其代表從1個線圈直徑到5個線圈直徑的線圈間隔距離的近似范圍，假設(shè)兩個線圈具有相同或大體相同的直徑并且兩個線圈被定位以用于最大耦合，即，沿著相同或大體相同的軸線，使得線圈居中或大體居中并且相對于彼此平行或大體平行。如果存在未對準(zhǔn)和/或線圈中心不在同一軸線上，則必須減小線圈之間的間隔距離以獲得相同的耦合系數(shù)。圖2所示的等效電路的頻率響應(yīng)提供了兩個不同的諧振頻率fu和fl，其中fu是上諧振頻率，且fl是下諧振頻率。上諧振頻率fu表示從Vinrms到Voutrms的串聯(lián)諧振路徑，如圖3所示。下諧振頻率fl還包括互感M，其中初級諧振網(wǎng)絡(luò)和次級諧振網(wǎng)絡(luò)實際上處于并聯(lián)電路布置中，如圖4所示。在圖3和4中未示出主要與初級線圈Lp和次級線圈Ls的AC電阻相關(guān)的初級側(cè)損耗電阻Rp和次級側(cè)損耗電阻Rs，因為這些電阻與發(fā)射機和接收機的頻率響應(yīng)中的諧振頻率不相關(guān)。

當(dāng)耦合系數(shù)K從0.001增加到0.1時，下諧振頻率fl減小，并且上諧振頻率fu增加。然而，在耦合系數(shù)K的該有限范圍內(nèi)，下諧振頻率fl和上諧振頻率fu彼此足夠接近，以便在從下諧振頻率fl到上諧振頻率fu的整個頻率范圍內(nèi)提供足夠量的諧振增益。這允許諧振無線功率傳輸系統(tǒng)在大的線圈間隔距離范圍內(nèi)提供充足的DC輸出電壓。具體地，如果調(diào)整系統(tǒng)使得上諧振頻率fu處于與最大預(yù)定線圈間隔距離相關(guān)聯(lián)的工作頻率，則隨著距離的減小，仍然在下諧振頻率fl和上諧振頻率fu之間的頻帶中提供足夠的增益，使得存在從初級線圈到次級線圈的高效功率傳輸。

因此，在不需要對接收機輸出阻抗的復(fù)共軛執(zhí)行阻抗匹配的情況下，即使無線功率傳輸系統(tǒng)不以諧振頻率工作，也提供了足夠的增益和高效的功率傳輸。例如，如果接收機的輸出阻抗為R+jX，則接收機的理想負(fù)載為R-jX以提供針對最大功率傳輸?shù)钠ヅ?。該條件由無線功率傳輸系統(tǒng)的頻率響應(yīng)曲線中的諧振峰值表示，并且由于次級串聯(lián)諧振電容器Cs1和次級并聯(lián)諧振電容器Cs2消除了次級線圈Ls的感應(yīng)輸出特性而發(fā)生。然而，如果負(fù)載與接收機的輸出阻抗不完美匹配，則呈現(xiàn)給負(fù)載的阻抗具有減少傳輸?shù)截?fù)載的功率量的無功(reactive)分量。然而，如果接收機的輸出阻抗與負(fù)載相對緊密匹配，則仍然可以向負(fù)載輸出足夠的功率。

圖5是示出了例如被調(diào)諧到在27.12MHz的固定頻率處工作的無線功率傳輸系統(tǒng)的下諧振頻率fl和上諧振頻率fu如何隨著耦合系數(shù)K變化的曲線圖。如圖5所示，隨著耦合系數(shù)K增加并且初級線圈和次級線圈移動得更靠近在一起，允許在下諧振頻率fl和上諧振頻率fu之間的較寬的頻率范圍。圖6示出了與K相關(guān)的圖2中具有固定負(fù)載阻抗的等效電路的頻率響應(yīng)。如圖6所示，提供高增益的諧振頻率之間的間隙隨著K值的增加而增加。

除了耦合系數(shù)K對接收機響應(yīng)的影響外，其他因素也影響接收機的輸出特性。特別地，固態(tài)整流器的反向偏置電容相對于所施加的反向電壓呈現(xiàn)非線性電容，使得隨著電壓的增加，電容降低。整流器反向電容和所施加的反向電壓之間的典型關(guān)系如圖7所示。優(yōu)選地，接收機的整流器包括具有相對低的正向壓降的肖特基整流器。然而，如果允許用于整流器的反向恢復(fù)時間的充足時間，則標(biāo)準(zhǔn)整流器可以在較低的工作頻率處使用。備選地，可以使用碳化硅或氮化鎵整流器。

在全波整流器布置中，全波整流器輸入處的實際電容隨著不同整流器在導(dǎo)通狀態(tài)和非導(dǎo)通狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換而變化。也就是說，全波整流器的輸入處的整體電容與各個整流器中的每一個整流器的變化電容的組合相關(guān)。例如，如果整流器包括全橋布置的四個二極管，那么在施加到橋式整流器輸入的AC電壓波形的每個極性的導(dǎo)通之前，電容恰好處于最大值。在開關(guān)周期的中點，橋式整流器的差分輸入電壓為零或接近零，電容處于其最小值。典型的全波整流器的左或右橋臂中包括的整流器具有并聯(lián)組合的電容。左橋臂電容和右橋臂電容然后串聯(lián)組合，以為橋式整流器提供差分輸入電容，如圖8所示。此外，如果在整流器輸入處包括任何失諧MOSFET(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)，則MOSFET也表現(xiàn)出與左橋臂電容和右橋臂電容并聯(lián)組合的類似非線性反向電容。這些MOSFET對橋式整流器的差分輸入電容的影響也如圖8所示。

開關(guān)周期內(nèi)平均整流器橋臂輸入電容是兩個反向偏置整流器的組合。也就是說，一個整流器在零伏特或大體為零伏特處開始開關(guān)周期，在該零伏特或大體零伏特處電容最高，但是橋臂中的相對的整流器在Vout處開始開關(guān)周期。這是由于二極管的結(jié)電容當(dāng)在二極管上施加零伏特時被最大化，且當(dāng)施加額定反向電壓以反向偏置二極管時被最小化(當(dāng)二極管正向偏置時，結(jié)電容基本上被短路)。換句話說，DC輸出電壓越高，在開關(guān)周期開始處的相對的整流器輸入電容就越低。這導(dǎo)致隨著DC輸出電壓增加，橋式整流器的有效平均差分輸入電容較低。如圖8和9所示，當(dāng)DC輸出電壓從20Vdc增加到40Vdc時，電容減小。

為了對作為圖2所示的并聯(lián)諧振電容器Cs2的一部分的橋式整流器的等效差分輸入電容進(jìn)行建模，必須確定橋式整流器的平均差分輸入電容與圖1所示的DC輸出電壓Voutdc之間的關(guān)系。該關(guān)系可以通過針對要分析的每個DC輸出電壓對類似于圖8和9所示的電容曲線進(jìn)行積分來確定，然后將所述積分除以DC輸出電壓。這提供了橋式整流器的平均差分輸入電容與DC輸出電壓之間的關(guān)系，如圖10所示。

根據(jù)如上所述的確定和處理接收機整流器的非線性效應(yīng)的方法，可以確定與耦合系數(shù)K和負(fù)載相關(guān)的所接收電壓的變化。特別地，對于從零到接收機的最大輸出電壓的每個輸出電壓，通過對整個開關(guān)周期內(nèi)的橋式整流器輸入處的非線性電容進(jìn)行平均，來處理非線性效應(yīng)。使用圖2所示的模型，需要三個公式來將諧振無線功率傳輸系統(tǒng)變換成在一次諧波處的線性近似：

以及

Rldac＝8*Rld/π²。

根據(jù)圖10所示的平均非線性橋輸入電容與DC輸出電壓之間的關(guān)系，可以進(jìn)行使用AC分析的多次仿真，其中非線性橋輸入電容被調(diào)整，直到所計算的DC輸出電壓對應(yīng)于提供與圖10所示的相同或大體相同的電容的電壓。執(zhí)行仿真，使得非線性電容可以根據(jù)輸出電壓來調(diào)整，而不需要執(zhí)行廣泛和復(fù)雜的計算和/或測量來確定閉式解(closed-form solution)。

利用簡化的等效電路和上述分析方法，完整的無線功率傳輸系統(tǒng)被調(diào)諧以在寬范圍的線圈間隔距離上接收功率，而不需要對系統(tǒng)諧振的重新調(diào)諧。另外，通過使用非線性整流器反向偏置電容來限制所接收到的DC輸出電壓，以便隨著電壓增加而使接收機諧振頻率自動偏移更高，從而定位以下工作點：在該工作點中，接收機增益(以及因此所接收的DC輸出電壓)受非線性整流器電容限制。由于對所接收到的DC輸出電壓的限制，即使所接收到的電壓隨著線圈位置和線圈間隔距離顯著地變化，DC-DC轉(zhuǎn)換器也可以在接收機的輸出處被添加以提供固定的經(jīng)調(diào)節(jié)的DC輸出電壓。此外，根據(jù)接收機輸出V-I特性(其與特定調(diào)諧相關(guān))、初級線圈和次級線圈之間的耦合系數(shù)K、以及非線性整流器反向偏置電容，可以為DC-DC轉(zhuǎn)換器電路提供功率限制，以將從接收機抽取的電流限制為實際可用的電流量。這防止DC-DC轉(zhuǎn)換器級的負(fù)輸入阻抗使得接收機輸出超載，從而允許功率傳輸繼續(xù)。

本文描述了具體的調(diào)諧方法以提供上述結(jié)果。發(fā)射放大器通過串聯(lián)諧振電容器附接到初級(發(fā)射)線圈。選擇串聯(lián)諧振電容器，以便生成與初級線圈的稍低于無線功率傳輸系統(tǒng)的固定工作頻率的諧振頻率。也就是說，無線發(fā)射機略高于諧振地進(jìn)行操作，使得發(fā)射放大器上的負(fù)載是電感的。電感負(fù)載促進(jìn)了零電壓開關(guān)和發(fā)射放大器的高效操作，同時接近諧振地操作發(fā)射機為在發(fā)射頻率處的線圈電流提供了近似正弦的響應(yīng)。由于初級線圈和次級線圈通常在至少一個線圈直徑的間隔距離上松散耦合，所以當(dāng)線圈移動分開時，發(fā)射機調(diào)諧變化變得越來越不顯著，并且可以在沒有接收機線圈存在的情況下調(diào)諧發(fā)射器操作。也就是說，利用根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的發(fā)射機調(diào)諧方法，假定初級線圈和次級線圈相距很遠(yuǎn)，使得接收機對發(fā)射機沒有影響，即當(dāng)K＝0時的狀況。這允許無線功率傳輸系統(tǒng)被調(diào)諧為在最高線圈間隔距離處的諧振，同時仍然允許在較低的線圈間隔距離上傳輸功率。

接下來，添加接收機。接收機包括接收機線圈、串聯(lián)諧振電容器、在其輸入處具有非線性反向偏置電容的整流器橋、以及將經(jīng)整流的功率濾波為DC輸出電壓的輸出濾波電容器。在發(fā)射機操作的情況下，接收機被放置在預(yù)定的最大操作距離處，然后通過選擇次級串聯(lián)諧振電容器Cs1進(jìn)行粗調(diào)。然后接收機通過與整流器橋輸入并聯(lián)布置的可調(diào)電容進(jìn)行微調(diào)，直到接收到最大功率量?？蛇x地，可以通過串聯(lián)失諧電容器將失諧MOSFET添加到整流器橋的每個橋臂的中心。此外，可以在橋式整流器輸入處添加固定電容器，以調(diào)整串聯(lián)諧振電容器Csl和并聯(lián)諧振電容器Cs2之間的比率，并且還調(diào)節(jié)并聯(lián)諧振電容器Cs2的非線性度。

一旦接收機被調(diào)諧為用于在最大操作距離上的最大功率，作為結(jié)果的接收機的輸出V-I特性就可以根據(jù)距離和負(fù)載進(jìn)行評估。

例如，對于27.12MHz無線功率傳輸系統(tǒng)的仿真使用圖1和2中的以下模型值進(jìn)行運行：Vin＝40Vdc；Cp＝32pF；Rp＝0.6Ω；Lp＝1.11μH；Ls＝1.11μH；Rs＝1.2Ω；以及Csl＝35pF。并聯(lián)諧振電容器Cs2的值取自圖10所示曲線圖的頂部曲線，同時K從0.003變化到0.04。負(fù)載Rld也是變化的，使得針對從無負(fù)載到過載的負(fù)載狀況來跟蹤接收機輸出V-I特性。該仿真結(jié)果如圖11所示。

圖11示出了在使用固定的調(diào)諧參數(shù)集合的同時，在大的耦合系數(shù)K的范圍內(nèi)大量功率被從初級線圈傳輸?shù)酱渭壘€圈。圖11還示出了該示例中的接收機輸出電壓總是被限制到小于45Vdc，并且接收機的輸出特性提供了建立與距離或耦合系數(shù)K有關(guān)的可變功率限制所需的信息。圖11中最大功率線示出了在增加了耦合的情況下的輸出電壓的單調(diào)增加，使得對于任何給定的所接收電壓，存在為了防止接收機中的過載狀況而不應(yīng)當(dāng)被超過的負(fù)載電流?？梢允褂枚囗検交虿檎冶韥韴?zhí)行諸如非線性最大功率線的曲線擬合之類的數(shù)字方法以確定最大功率線。備選地，例如，可以使用簡單的誤差放大器電路來提供對最大功率線的線性近似，以實現(xiàn)對于接收機的功率限制。

作為比較例，除了使用線性并聯(lián)諧振電容器Cs2′代替非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2之外，在與上述相同的條件下運行第二組仿真。線性并聯(lián)諧振電容器Cs2′被設(shè)置為等于在K＝0.003處提供最高輸出功率的非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2的非線性值，如圖11所示。盡管接收機輸出電壓根據(jù)負(fù)載而不斷變化，這使得非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2的非線性值也變化，但只有K＝0.003的最大功率輸出電壓處的值被用于線性比較，以便示出如果調(diào)諧電容中沒有非線性，則負(fù)載線響應(yīng)如何變化。第二組仿真的結(jié)果如圖12所示。

當(dāng)在接收機中使用線性并聯(lián)諧振電容器Cs2′時，K＝0.003處的最大功率與當(dāng)使用非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2時相同。然而，隨著負(fù)載和耦合系數(shù)K變化，DC輸出電壓沒有受限制，因為線性并聯(lián)諧振電容器Cs2′不隨著DC輸出電壓增加而減小。此外，沒有可以對最大功率線進(jìn)行的明確定義的線性近似，且隨著耦合系數(shù)增加，在最大功率點處的DC輸出電壓不再單調(diào)增加。

在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，優(yōu)選使用D類放大器來驅(qū)動初級線圈。圖13A是示出了D類功率級的電路圖，且圖13B是圖13A所示的電路圖的簡化圖。晶體管Q3和Q4以半橋配置連接，并交替地關(guān)閉和接通，以向諧振儲能電路的輸入提供方波或梯形波。諧振槽(tank)包括串聯(lián)諧振電容器(其包括電容器C18至C21)和初級線圈Lp。為了最小化發(fā)射機電路中的功率損耗，限定串聯(lián)諧振電容器的電容器優(yōu)選地例如為低損耗RF陶瓷電容器。初級線圈Lp優(yōu)選地包括例如以直徑為約11.4cm的環(huán)形形式形成的兩匝AWG10(約2.6mm)磁性線。初級線圈的各匝之間的間距優(yōu)選為約4mm，例如通過降低兩匝初級線圈之間的接近效應(yīng)來降低初級線圈的AC電阻。將初級線圈或電容調(diào)節(jié)到略低于操作頻率的諧振頻率，以便將足夠的感性負(fù)載施加到D類功率級，以提供半橋晶體管的零電壓開關(guān)(ZVS)。還提供了用于D類功率級的輸入濾波器，并且該輸入濾波器還包括電容器C42、變壓器T2、和電容器C10至C13。變壓器T2優(yōu)選為共模扼流圈。此外，包括電阻器R13和電容器C14在內(nèi)的阻尼網(wǎng)絡(luò)防止了用來自輸入濾波器諧振的低頻振鈴對所發(fā)射功率進(jìn)行調(diào)制。

根據(jù)本發(fā)明的其它優(yōu)選實施例，可以使用包括E類放大器、E類推挽放大器、和E類/F類奇數(shù)放大器在內(nèi)的其它放大器來驅(qū)動初級線圈。此外，在D類放大器的諧振柵極驅(qū)動部分中可以使用E類放大器，以便用諧振正弦波來驅(qū)動D類放大器中的晶體管的柵極。

在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，優(yōu)選地使用全波整流串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)來將接收(次級)線圈連接到整流器橋輸入，其中整流器橋的輸入處的非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2大于次級串聯(lián)諧振電容器Csl，且非線性并聯(lián)諧振電容器Cs2的非線性元件隨著經(jīng)整流的輸出電壓增加而變小。圖14是示出了無線接收機的電路圖。

諧振網(wǎng)絡(luò)包括次級串聯(lián)諧振電容器Csl、整流器橋的輸入處的總電容、并聯(lián)諧振電容器Cs2、和接收線圈。為了最小化接收機中的功率損耗，次級串聯(lián)諧振電容器Csl優(yōu)選地是低損耗RF陶瓷電容器。次級線圈優(yōu)選地包括例如以直徑為約11.4cm的環(huán)形形式形成的兩匝AWG12(約2.1mm)磁性線。優(yōu)選地，次級線圈使用比初級線圈小的線大小，因為較少的電流流過次級線圈。然而，相同的線大小可以用于初級線圈和次級線圈這二者。次級線圈的各匝之間的間距優(yōu)選為約4mm，例如通過減小兩匝次級線圈之間的接近效應(yīng)來降低次級線圈的AC電阻。更具體地，由于趨膚(skin)效應(yīng)和接近效應(yīng)這二者，每個線圈的AC電阻高于其DC電阻。這兩種效應(yīng)都會導(dǎo)致線圈的電線中的電流再分配，從而減小了線圈的有效橫截面。因此，優(yōu)選地配置和構(gòu)造線圈以減少這些效應(yīng)。

跨橋輸入電容(即并聯(lián)諧振電容器Cs2)的諧振電壓由橋式整流器二極管D20至D23整流，以跨輸出濾波電容器C60來產(chǎn)生DC電壓。

橋輸入電容的總量值通過以下方式來調(diào)整：針對橋式整流器選擇的整流器二極管的額定值加上提供漏極到源極電容的失諧MOSFET，加上在橋式整流器的輸入處的固定電容器，以及加上用于在接收功率的最大距離處微調(diào)接收機諧振頻率的可調(diào)節(jié)電容器。例如，圖14所示的晶體管Q10和Q11可以被配置為失諧MOSFET。為了調(diào)諧接收機以在最大距離處提供最大增益響應(yīng)，調(diào)諧諧振電容器和橋輸入電容的串聯(lián)組合，以提供在操作頻率處的最大功率。因此，比率Cs1/(Cs1+Cs2)對所接收的輸出電壓以及用于最大功率傳輸?shù)睦硐胴?fù)載阻抗進(jìn)行縮放。也就是說，當(dāng)跨橋輸入電容Cs2的負(fù)載被選擇用于最大輸出功率時，比率Cs1/(Cs1+Cs2)使跨橋式整流器的輸入的電壓與跨次級線圈的電壓相關(guān)。當(dāng)橋輸入電容Cs2增加時，次級串聯(lián)諧振電容器Cs1必須較小，使得諧振頻率等于或大體等于工作頻率。這使得跨橋輸入電容Cs2的電壓按該縮放因子進(jìn)行降低，但是由于可以提供相同的功率，所以根據(jù)公式Pmax＝Vcs2²/Rac，最大輸出功率的負(fù)載電阻降低。

橋輸入電容Cs2的非線性度由半導(dǎo)體元件的適當(dāng)額定值的選擇和通過添加固定或可調(diào)節(jié)電容器提供的線性電容的相對量來控制。整流器橋輸入處的較高程度的非線性電容限制了與負(fù)載相關(guān)的接收機輸出處提供的電壓范圍。然而，整流器橋輸入處的較高程度的非線性電容也約束了當(dāng)DC輸出電壓為零時接收機在最大距離上開始接收功率的能力。也就是說，在0伏特輸出處，上諧振頻率fu的位置移動到遠(yuǎn)低于工作頻率，以提供足夠的諧振增益，即使在沒有負(fù)載時也提供所需的輸出電壓。

為了向負(fù)載提供有用功率，優(yōu)選地包括電壓調(diào)整，因為接收機的原始輸出隨著線圈間隔和負(fù)載而顯著變化。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，非隔離DC-DC調(diào)節(jié)器被包括在接收機的輸出和負(fù)載之間以提供經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出功率。經(jīng)調(diào)節(jié)的接收機的電路圖如圖15A和15B所示。

參考圖11，在正常狀況下，當(dāng)有足夠的功率可用于在全功率處操作負(fù)載時，操作被限制在曲線圖的左上方的區(qū)域，高于最大功率線。在這種情況下，電壓調(diào)節(jié)由電壓環(huán)路放大器執(zhí)行，并且功率級PWM占空比由圖15A和15B所示的誤差信號Verr控制。然而，如果負(fù)載增加或耦合系數(shù)減小，則操作可以被推到圖11所示曲線圖的右下方，低于最大功率線。由于DC-DC調(diào)節(jié)器提供恒定的輸出功率，其輸入也包含恒定功率特性。也就是說，隨著輸入電壓降低，必須增加輸入電流以保持恒定的功率。這種行為可以由負(fù)阻抗表示，并且防止在最大功率線下方的穩(wěn)定操作。特別地，這種行為導(dǎo)致接收機輸出過載，以及接收機輸出電壓Voutdc的崩潰(collapse)。表示接收機整流器橋的未調(diào)節(jié)DC輸出電壓的接收機輸出電壓Voutdc是如圖1所示的跨負(fù)載Rld的電壓。

為了防止在接收機輸出處的過載，電流調(diào)節(jié)放大器被包括，以基于圖11所示的特性將接收機上的負(fù)載減小到可用的水平。電流調(diào)節(jié)放大器如圖15A和15B所示，并且其響應(yīng)被調(diào)整以提供圖11所示的線性近似。如圖15A和15B的下部所示，接收機輸出電壓Voutdc由分壓器縮放并用作電流環(huán)路放大器的參考。從接收機取得的電流由電流監(jiān)視器感測和縮放以提供比例電壓Read_Iin。比例電壓Read_Iin和固定電壓Vref在電流環(huán)路放大器的反相輸入處被相加和縮放，以提供適當(dāng)?shù)脑鲆婧推苼砥ヅ鋱D11所示的線性近似線。

固定電壓Vref是固定的經(jīng)調(diào)節(jié)電壓，并且優(yōu)選地由線性調(diào)節(jié)器或分壓器(例如連接到接收機輸出電壓的偏置調(diào)節(jié)器)從另一經(jīng)調(diào)節(jié)電壓源提供。它在電流環(huán)路放大器中用于在響應(yīng)中產(chǎn)生偏移，使得零電流對應(yīng)于接收機的非零DC輸出電壓。此外，誤差信號Ierr控制作為降壓調(diào)節(jié)器工作的DC-DC轉(zhuǎn)換器的PWM占空比，使得在比例電壓Read_Iin處的降壓調(diào)節(jié)器的輸入電流遵循由接收機輸出電壓Voutdc確立的設(shè)定點，其具有由固定電壓Vref提供的偏移。

因此，可以強制接收機負(fù)載電流遵循由存在于接收機的輸出處的電壓所確立的變化極限。此外，由于使用非線性橋輸入電容來提供電壓限制的V-I特性，所以隨著發(fā)射線圈和接收線圈間隔距離減小，在最大功率點處生成單調(diào)增加的電壓。因此，可以使用線性近似和簡單的放大器電路來提供接收機功率限制。

如果由電壓環(huán)路放大器生成的誤差信號Verr具有比由電流環(huán)路放大器生成的誤差信號Ierr更大的量值，則通過布置在電壓環(huán)路放大器和電流環(huán)路放大器的輸出處的一組“模擬或運算(analog ORing)”二極管由誤差信號Ierr控制調(diào)節(jié)。這導(dǎo)致經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓下降，直到接收機的電流輸出與存在于接收機的輸出處的對應(yīng)電壓相匹配。如果發(fā)射線圈和接收線圈隨后移動得更靠近在一起，則接收機輸出處的電壓增加，這允許接收機的更高電流輸出，直到誤差信號Ierr大于誤差信號Verr，并恢復(fù)正常輸出電壓調(diào)節(jié)。

根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，整流器非線性電容被提供作為整個諧振網(wǎng)絡(luò)的一部分，使得隨著整流器輸出電壓增加，整流器電容的減小導(dǎo)致接收機諧振自動重新調(diào)諧到更高的頻率。雖然關(guān)于發(fā)射機的初級線圈與接收機的次級線圈之間的線圈間隔距離來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，但是本發(fā)明的優(yōu)選實施例不限于此。例如，本發(fā)明的優(yōu)選實施例也可應(yīng)用于其中初級線圈和次級線圈不以彼此為中心的無線功率傳輸系統(tǒng)或者其中初級線圈和次級線圈相對于彼此成角度的無線功率傳輸系統(tǒng)。特別地，耦合系數(shù)K不僅與線圈間隔距離相關(guān)，而且與線圈的對準(zhǔn)相關(guān)。因此，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的無線功率傳輸系統(tǒng)還能夠補償初級線圈和次級線圈的居中和傾斜的變化。

根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，DC-DC調(diào)節(jié)器的輸出電壓不用于調(diào)節(jié)輸出電壓。這提供了無線功率傳輸在發(fā)生過載狀況的情況下的若干個有用的功能和實現(xiàn)，例如：

1)燈光可以用降低的強度繼續(xù)操作；

2)電機可以用降低的速度和/或扭矩繼續(xù)操作；

3)電池可以用較低的速率繼續(xù)充電；

4)通過直接感測誤差信號Verr和Ierr、誤差信號Verr和Ierr之間的差、或DC-DC轉(zhuǎn)換器級的經(jīng)調(diào)節(jié)輸出電壓Vreg，可以向設(shè)備通知過載狀況開始，且因此設(shè)備可以被重新配置或重新布置，以減少功率汲取。

可以根據(jù)本文所述的本發(fā)明的優(yōu)選實施例進(jìn)行各種修改：

1)可以在發(fā)射機中使用E類、E/F類、F類等放大器來代替D類放大器。

2)在接收機中，中心抽頭的次級線圈可以與兩個整流器一起使用，代替如上所述的具有四個整流器的單個線圈。

3)接收機的次級線圈可以具有接地的一端以及通過諧振電容器耦合到作為半波整流器的單個整流器橋臂的中點的另一端。

4)功率限制放大器可以通過電壓環(huán)路放大器使用不同的連接方法來連接，以提供接收機功率限制，代替如上所述的用于電壓和電流環(huán)路放大器的“模擬或運算”二極管。例如，誤差信號Ierr可以通過電壓環(huán)路放大器的輸入來路由。

5)DC-DC調(diào)節(jié)器可以使用電流模式控制，這提供了用來布置功率限制放大器的另一個可能位置。也就是說，電壓環(huán)路放大器和電流環(huán)路放大器仍然可以進(jìn)行“或運算”，但是可以將“或運算”后的信號代替地施加到用于DC-DC電感器的另一個電流環(huán)路放大器，或者可以使用開關(guān)電流而不是直接將“或運算”后的信號施加到PWM調(diào)制器。

6)代替使用接收機輸出電壓Voutdc來設(shè)置用于電流環(huán)路放大器的限制，可以通過使用固定電壓(例如，固定參考電壓Vref)來設(shè)置用于電流環(huán)路放大器的限制來實現(xiàn)功率限制。

7)在電池充電的情況下，類似的方案可以用于通過減少充電電流而不是輸出電壓來減少接收機負(fù)載。這類似于上述DC-DC轉(zhuǎn)換器的電流模式控制。

8)代替線性近似和模擬放大器，與圖11所示的功率傳輸最大功率線相匹配的非線性最大功率曲線可以被直接使用。也就是說，可以使用查找表或多項式來基于存在于接收機輸出處的電壓來設(shè)置功率受限的接收機輸出電流。該電流參考電壓然后可以直接施加到電流環(huán)路放大器的非反相輸入，或者PID或其他類型的補償器可用于數(shù)字控制。

9)本發(fā)明的優(yōu)選實施例可以應(yīng)用于用于對電池充電并對負(fù)載供電的電信(telecom)和數(shù)據(jù)通信(datacom)電源的前端整流器中所包括的恒定功率限制電路。恒功率限制電路優(yōu)選地用于提供具有相對高的電流限制和相對低的輸出電壓的恒定功率，使得電池可以在低電壓下再次充電，同時向電信和數(shù)據(jù)通信設(shè)備提供恒定的功率量。包括恒功率限制電路在內(nèi)的整個電源可以根據(jù)電信和數(shù)據(jù)通信領(lǐng)域中常用的術(shù)語被稱為“整流器”。

10)基于原始接收機輸出電壓的功率限制點可以被調(diào)諧為與距離相關(guān)，以便隨著線圈間隔距離增加而減小功率限制。

應(yīng)當(dāng)理解，前面的描述僅僅是本發(fā)明的說明。在不脫離本發(fā)明的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以設(shè)想出各種備選和修改。因此，本發(fā)明意在包含落在所附權(quán)利要求范圍內(nèi)的所有這些備選、修改和變化。