本發(fā)明涉及電力變換裝置的控制技術(shù)。該控制技術(shù)例如能夠應(yīng)用于后述的無電容器型(Capacitor-less)逆變器的控制裝置。

背景技術(shù)：

在專利文獻(xiàn)1記載了電動(dòng)機(jī)控制裝置。該電動(dòng)機(jī)控制裝置具有整流部和逆變器。整流部和逆變器經(jīng)由直流鏈路(DC link)相互連接。整流部輸入交流電壓并對(duì)其進(jìn)行全波整流，變換為直流電壓而輸出至直流鏈路。逆變器輸入該直流電壓，將其變換為交流電壓而輸出給電動(dòng)機(jī)。

在直流鏈路設(shè)有具有電抗器和電容器的LC濾波器。更具體地講，電容器和電抗器相互串聯(lián)地連接于整流部的一對(duì)輸出端之間，電容器的兩端電壓作為直流電壓輸入逆變器。電容器的靜電電容比所謂平滑電容器的靜電電容小，電容器的兩端電壓具有基于全波整流的脈動(dòng)成分。這樣，當(dāng)直流鏈路中設(shè)置的電容器的靜電電容較小的情況下，有時(shí)將該直流鏈路以及經(jīng)由該直流鏈路連接的整流部和逆變器統(tǒng)稱為“無電容器型逆變器(capacitor-less inverter)”。

在專利文獻(xiàn)1中，根據(jù)電抗器的兩端電壓控制逆變器，以便降低因LC濾波器的共振而引起的直流電壓的高次諧波成分。例如，對(duì)于有關(guān)逆變器的電壓控制率的初始值，進(jìn)行減去將電抗器的兩端電壓和增益相乘而得的值的校正，計(jì)算電壓控制率的目標(biāo)值。并且，根據(jù)該電壓控制率的目標(biāo)值和利用公知的方法計(jì)算的電壓指令值，生成逆變器的控制信號(hào)。因此，電容器的兩端電壓的高次諧波成分降低，進(jìn)而輸入電動(dòng)機(jī)控制裝置的電流的畸變減小。在本申請(qǐng)中將這樣基于電抗器的電壓的控制也稱為VL控制系統(tǒng)。

在專利文獻(xiàn)2中提出了根據(jù)電容器的兩端電壓抑制輸入逆變器的直流電壓的共振的技術(shù)。

現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)1：日本專利第4067021號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)2：日本專利第4750553號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的問題

在專利文獻(xiàn)1所介紹的VL控制系統(tǒng)中，根據(jù)形成LC濾波器的電抗器的電感和電容器的靜電電容決定控制增益。

但是，實(shí)際上在與電動(dòng)機(jī)控制裝置連接的電源中也存在阻抗(以下，將該阻抗稱為電源阻抗)。電源阻抗根據(jù)電動(dòng)機(jī)控制裝置所連接的地域或場(chǎng)所而不同。因此，在上述的VL控制系統(tǒng)中，由于電源阻抗的不同，直流鏈路的電壓換言之是逆變器的輸入側(cè)電壓變動(dòng)，進(jìn)而控制特性有可能變化。該變化在電源阻抗的電感成分較大時(shí)特別顯著。

本發(fā)明正是鑒于上述問題而提出的，其目的在于，不論電源側(cè)的阻抗的大小怎樣，都將直流鏈路的電壓變動(dòng)的衰減系數(shù)維持為規(guī)定的值。

用于解決問題的手段

本發(fā)明的電力變換控制裝置(3)控制電力變換裝置。該電力變換裝置具有：一對(duì)電源線(LH、LL)；電容器(C1)，其設(shè)于所述一對(duì)電源線之間；電抗器(L1)，其與所述電容器一起形成扼流圈輸入型的LC濾波器(8)；整流部(1)，其將從電源(E1)輸入的第1交流電壓整流為直流電壓，并輸出給所述LC濾波器；以及功率變換部(2)，其根據(jù)開關(guān)信號(hào)(S)將所述電容器的兩端電壓(VC)變換為第2交流電壓。

本發(fā)明的電力變換控制裝置具有：增益設(shè)定部(313A、313B)，其根據(jù)所述電抗器的兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的電流(IL)、以及所述電容器的所述兩端電壓中任意一方的衰減系數(shù)(ζcal)的指令值即衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定控制增益(k)；電壓控制率指令生成部(32)，其對(duì)于有關(guān)電壓控制率的指令值(K**)，減去所述電抗器的所述兩端電壓、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、以及所述電容器的所述兩端電壓中任意一方(W2)與所述控制增益之積而進(jìn)行校正，并作為電壓控制率指令(K*)進(jìn)行輸出，所述電壓控制率是所述第2交流電壓的振幅與所述電容器的所述兩端電壓的平均值之比；以及開關(guān)信號(hào)生成部(33)，其根據(jù)所述電壓控制率指令生成所述開關(guān)信號(hào)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第一方式是，所述電力變換控制裝置還具有電源阻抗估計(jì)部(312)，該電源阻抗估計(jì)部求出從所述整流部觀察的所述電源側(cè)的阻抗(Z)的估計(jì)值(Z^)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計(jì)值、所述電抗器(L1)的電感(L)、所述電容器(C1)的靜電電容(C)和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。所述電壓控制率指令生成部(32)從所述指令值(K**)中減去所述控制增益與所述電抗器的所述兩端電壓(VL)之積而輸出所述電壓控制率指令(K*)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第二方式是，在其第一方式中，所述電力變換控制裝置還具有電壓周期計(jì)算部(311)，該電壓周期計(jì)算部(311)求出所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、以及所述電容器(C1)的所述兩端電壓(VC)中任意一方的振動(dòng)周期(τ)。并且，所述電源阻抗估計(jì)部(312)根據(jù)所述振動(dòng)周期、所述電感(L)和所述靜電電容(C)求出至少所述估計(jì)值(Z^)的電感成分(I)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計(jì)值的至少所述電感成分、所述靜電電容和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第三方式是，在其第二方式中，所述電源阻抗估計(jì)部(312)還根據(jù)所述電源(E1)的線間電壓(VS)、所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、所述電容器(C1)的兩端電壓(VC)、流過所述電抗器的所述電流(IL)、所述估計(jì)值(Z^)的所述電感成分(I)，求出所述估計(jì)值(Z^)的電阻成分(r)。所述增益設(shè)定部(313A)根據(jù)所述估計(jì)值的所述電感成分及所述電阻成分、所述靜電電容(C)和所述衰減系數(shù)指令(ζz)，設(shè)定所述控制增益(k)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第四方式是，所述電力變換控制裝置還具有衰減系數(shù)求解電路(310)，該衰減系數(shù)求解電路(310)將所述電抗器(L1)的所述兩端電壓(VL)、輸入所述電抗器的所述電流(IL)、所述電容器(C1)的所述兩端電壓(VC)中任意一方作為測(cè)定對(duì)象(W1)，求出所述測(cè)定對(duì)象的所述衰減系數(shù)(ζcal)。所述增益設(shè)定部(313B)根據(jù)從所述衰減系數(shù)指令(ζz)中減去所述衰減系數(shù)而得的偏差(Δζ)，設(shè)定所述控制增益(k)。所述電壓控制率指令生成部(32)將所述指令值(K**)減去所述控制增益與所述測(cè)定對(duì)象之積而進(jìn)行校正，并作為所述電壓控制率指令(K*)進(jìn)行輸出。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第五方式是，在其第四方式中，所述第1交流電壓(VS)是三相，將所述測(cè)定對(duì)象的所述第1交流電壓的頻率的6次成分去除，求出所述測(cè)定對(duì)象的所述衰減系數(shù)(ζcal)。

本發(fā)明的電力變換控制裝置的第六方式是，在其第五方式中，所述衰減系數(shù)求解電路(310)包括：峰值檢測(cè)電路(314)，其檢測(cè)所述測(cè)定對(duì)象(W1)的一對(duì)的極大值((a(j)、a(j+m))；以及衰減系數(shù)計(jì)算電路(316)，其根據(jù)比在所述一對(duì)的所述極大值之間產(chǎn)生的其它極大值的個(gè)數(shù)大1的整數(shù)(m)與所述一對(duì)的所述極大值彼此之比，求出所述測(cè)定對(duì)象的對(duì)數(shù)衰減率(δ)，并進(jìn)行根據(jù)所述對(duì)數(shù)衰減率求出所述衰減系數(shù)(ζcal)的計(jì)算。

發(fā)明效果

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置，不論電源側(cè)的阻抗的大小怎樣，都將電力變換部的輸入側(cè)的電壓變動(dòng)的衰減系數(shù)維持為期望的值。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第一方式，能夠得到考慮了電源側(cè)的阻抗的大小的電壓控制率指令。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第二方式，能夠得到電源側(cè)的阻抗的估計(jì)值的電感成分。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第三方式，能夠得到電源側(cè)的阻抗的估計(jì)值的電阻成分。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第四方式，不需估計(jì)電源側(cè)的阻抗，即可將電力變換部的輸入側(cè)的電壓變動(dòng)的衰減系數(shù)維持為期望的值。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第五方式，因在整流部的整流而引起的脈動(dòng)的影響較小，能夠準(zhǔn)確求出衰減系數(shù)。

根據(jù)本發(fā)明的電力變換控制裝置的第六方式，能夠根據(jù)對(duì)數(shù)衰減率求出衰減系數(shù)。

本發(fā)明的目的、特征、方面和優(yōu)點(diǎn)，根據(jù)以下的詳細(xì)說明和附圖將更加明確。

附圖說明

圖1是示例在第1實(shí)施方式及第2實(shí)施方式中采用的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。

圖2是示例第1實(shí)施方式的增益輸出部及電壓控制率校正部的結(jié)構(gòu)的功能框圖。

圖3是示出圖1的電力變換裝置的簡(jiǎn)易的等效電路的電路圖。

圖4是示意地示出電抗器的兩端電壓的波形的曲線圖。

圖5是示出在圖3的等效電路中忽視電源阻抗的情況下的等效電路的電路圖。

圖6是將圖5的等效電路改寫后的框圖。

圖7是將圖3的等效電路改寫后的框圖。

圖8是將圖7的框圖變形得到的框圖。

圖9是將圖8的框圖變形得到的框圖。

圖10是將圖9的框圖變形得到的框圖。

圖11是示出現(xiàn)有技術(shù)中的電源阻抗的電感成分和衰減系數(shù)和控制增益之間的關(guān)系的曲線圖。

圖12是示出第1實(shí)施方式的電源阻抗的電感成分和衰減系數(shù)和控制增益之間的關(guān)系的曲線圖。

圖13是現(xiàn)有技術(shù)的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖14是第1實(shí)施方式的傳遞函數(shù)的波特圖。

圖15是示例第2實(shí)施方式的增益輸出部及電壓控制率校正部的結(jié)構(gòu)的功能框圖。

圖16是例示測(cè)定對(duì)象的波形的曲線圖。

圖17是例示增益設(shè)定部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖18是部分地例示作為第2實(shí)施方式的變形的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖19是部分地例示作為第3實(shí)施方式的第1結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖20是示出不存在因共振而引起的振動(dòng)時(shí)的電容器的兩端電壓的波形的曲線圖。

圖21是部分地例示作為第3實(shí)施方式的第2結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖22是示出不存在因共振而引起的振動(dòng)時(shí)流過電抗器的電流的波形的曲線圖。

圖23是部分地例示作為第3實(shí)施方式的第3結(jié)構(gòu)的增益輸出部的結(jié)構(gòu)的框圖。

圖24是示出不存在因共振而引起的振動(dòng)時(shí)的電容器的兩端電壓的波形的曲線圖。

具體實(shí)施方式

<1.電力變換裝置的結(jié)構(gòu)>

圖1是例示在下面的實(shí)施方式中采用的電力變換裝置的概念性結(jié)構(gòu)的電路圖。該電力變換裝置具有一對(duì)電源線LH和LL、LC濾波器8、整流部1、電力變換部2。

LC濾波器8具有電容器C1和電抗器L1。電容器C1設(shè)于電源線LH和電源線LL之間。電抗器L1與電容器C1一起形成扼流圈輸入型的低通濾波器即LC濾波器8。

整流部1將從交流電源E1輸入的N(N為正的整數(shù))相交流電壓變換為直流電壓，將該直流電壓輸出給LC濾波器8。在圖1的示例中，整流部1是二極管整流電路。

另外，整流部1不限于二極管整流電路，也可以是將交流電壓變換為直流電壓的其它AC-DC變換器。例如，能夠采用晶閘管電橋整流電路或PWM(Pulse-Width-Modulation：脈寬調(diào)制)方式的AC-DC變換器。

并且，在圖1的示例中，整流部1是被輸入三相交流電壓的三相的整流電路。然而，輸入整流部1的交流電壓的相數(shù)即整流部1的相數(shù)不限于三相，可以適當(dāng)設(shè)定。

電力變換部2例如是電壓型逆變器，輸入電源線LH、LL之間的直流電壓(電容器C1的兩端電壓)VC。并且，電力變換部2根據(jù)來自電力變換控制裝置3的開關(guān)信號(hào)S將兩端電壓VC變換為交流電壓，將該交流電壓輸出給負(fù)載M1。下面，將電力變換部2輸出的交流電壓也稱為輸出電壓。

在圖1中，例如電力變換部2具有三相的、相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間的一對(duì)開關(guān)部。在圖1的示例中，一對(duì)開關(guān)部Su1、Su2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間，一對(duì)開關(guān)部Sv1、Sv2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間，一對(duì)開關(guān)部Sw1、Sw2相互串聯(lián)地連接于電源線LH、LL之間。并且，各相的一對(duì)開關(guān)部Sx1、Sx2(x代表u、v、w，以下相同)彼此的連接點(diǎn)與負(fù)載M1連接。

這些開關(guān)部Sx1、Sx2根據(jù)開關(guān)信號(hào)S適當(dāng)導(dǎo)通或不導(dǎo)通，由此電力變換部2將兩端電壓VC變換為三相交流電壓，將其輸出給負(fù)載M1。由此，在負(fù)載M1流過三相的交流電流。

負(fù)載M1采用例如旋轉(zhuǎn)機(jī)(例如感應(yīng)機(jī)或者同步機(jī))。并且，在圖1的示例中示出了三相的負(fù)載M1，但其相數(shù)不限于此。換言之，電力變換部2不限于三相的電力變換部。

電源線LH、LL作為連接整流部1和電力變換部2的直流鏈路發(fā)揮作用。LC濾波器8設(shè)于該直流鏈路中，但是不需要具有對(duì)電力變換部2輸入的電壓即電容器C1的兩端電壓VC進(jìn)行平滑的功能。換言之，LC濾波器8也可以允許整流部1進(jìn)行整流后的整流電壓的脈動(dòng)。

具體而言，兩端電壓VC具有起因于N相交流電壓的整流的脈動(dòng)成分(例如如果采用全波整流，則是指具有N相交流電壓的頻率的2N倍頻率的脈動(dòng)成分：下面也將該脈動(dòng)成分的頻率稱為脈動(dòng)頻率)。在圖1的示例中，對(duì)三相交流電壓進(jìn)行全波整流，因而兩端電壓VC以三相交流電壓的頻率的6倍頻率進(jìn)行脈動(dòng)。即，脈動(dòng)成分是三相交流電壓的6次成分。

即，作為圖1所示的電力變換裝置，能夠采用所謂無電容器型逆變器。此時(shí)，對(duì)電容器C1不要求較大的靜電電容。因此，電容器C1能夠采用與電解電容器相比低廉且小型的例如薄膜電容器。

存在如果電容器C1的靜電電容如上所述較小，則LC濾波器8的共振頻率變高的傾向。同樣，存在電抗器L1的電感越小、共振頻率越高的傾向。例如在圖1中，在電容器C1的靜電電容是40μF、電抗器L1的電感是0.5mH的情況下，共振頻率約達(dá)到1.125kHz左右。

<2.控制>

下面，對(duì)基于電壓控制率的電力變換部2的控制進(jìn)行說明。此處所講的電壓控制率是示出相對(duì)于電力變換部2輸入的電壓、以何種程度的比率輸出交流電壓的值。例如，在設(shè)輸出電壓的振幅為Vm、設(shè)兩端電壓VC的平均值為VC0時(shí)，電壓控制率用比值Vm/VC0表示。

電力變換部2進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作，因而兩端電壓VC隨著開關(guān)而變動(dòng)。即，在兩端電壓VC產(chǎn)生高次諧波成分。另外，開關(guān)頻率比基于整流的兩端電壓VC的脈動(dòng)頻率高，因而此處所講的高次諧波成分的頻率比脈動(dòng)頻率高。

該電力變換裝置如上所述具有由電容器C1和電抗器L1形成的LC濾波器8。因此，由于該LC濾波器8所貢獻(xiàn)的共振現(xiàn)象，兩端電壓VC的高次諧波成分的變動(dòng)幅度增大。

考慮這樣的兩端電壓VC的高次諧波成分的變動(dòng)控制電壓控制率、特別是根據(jù)電抗器L1的兩端電壓VL控制電壓控制率，這在例如專利文獻(xiàn)1中是公知的。

在第1實(shí)施方式中最新提出了不僅考慮LC濾波器8對(duì)上述共振現(xiàn)象的貢獻(xiàn)，也考慮交流電源E1的電源阻抗Z的貢獻(xiàn)。并且，在第2實(shí)施方式中提出了與電源阻抗Z無關(guān)地控制兩端電壓VC的衰減系數(shù)的技術(shù)。

另外，考慮電流從電源線LL流入整流部1、電流向電源線LH流出，作為兩端電壓VL將電抗器L1的電容器C1側(cè)的電位用作基準(zhǔn)。

<3.控制結(jié)構(gòu)>

說明具體的控制結(jié)構(gòu)。以下的實(shí)施方式的電力變換器在電力變換控制裝置3的控制下進(jìn)行動(dòng)作。關(guān)于電力變換控制裝置3的結(jié)構(gòu)，以框圖形式與電力變換器一起記述在圖1中。

在該電力變換裝置設(shè)有電抗器電壓檢測(cè)部4、電流檢測(cè)部5。

電抗器電壓檢測(cè)部4檢測(cè)電抗器L1的兩端電壓VL，例如將對(duì)其實(shí)施模擬/數(shù)字變換得到的信息輸出給電力變換控制裝置3。

電流檢測(cè)部5檢測(cè)電力變換部2輸出的交流電流(流過負(fù)載M1的交流電流)，例如將對(duì)其實(shí)施模擬/數(shù)字變換得到的信息輸出給電力變換控制裝置3。

在圖1的示例中，電力變換部2輸出三相(u相、v相、w相)的交流電流，檢測(cè)其中二相(u相、v相)的交流電流iu、iv。三相的交流電流之和的理想狀態(tài)是零，因而電力變換控制裝置3能夠根據(jù)二相的交流電流iu、iv計(jì)算剩余的一相的交流電流iw。根據(jù)這些電流生成開關(guān)信號(hào)S的目的可適當(dāng)采用公知的方法。

電力變換控制裝置3具有增益輸出部31、電壓控制率指令生成部32、開關(guān)信號(hào)生成部33。

電力變換控制裝置3例如構(gòu)成為包括微處理器和存儲(chǔ)裝置。微處理器執(zhí)行在程序中記述的各處理步驟(換言之步驟)。上述存儲(chǔ)裝置例如能夠由ROM(Read Only Memory：只讀存儲(chǔ)器)、RAM(Random Access Memory：隨機(jī)存取存儲(chǔ)器)、能夠改寫的非易失性存儲(chǔ)器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、硬盤裝置等各種存儲(chǔ)裝置中的一個(gè)或者多個(gè)構(gòu)成。該存儲(chǔ)裝置存儲(chǔ)各種信息或數(shù)據(jù)等，并且存儲(chǔ)微處理器執(zhí)行的程序，而且提供用于執(zhí)行程序的作業(yè)區(qū)域。另外，微處理器也能夠理解成作為與程序中記述的各個(gè)處理步驟對(duì)應(yīng)的各種單元發(fā)揮作用，或者也能夠理解成實(shí)現(xiàn)與各個(gè)處理步驟對(duì)應(yīng)的各種功能。

并且，電力變換控制裝置3不限于此，也可以由硬件實(shí)現(xiàn)通過電力變換控制裝置3執(zhí)行的各種步驟或者要實(shí)現(xiàn)的各種單元或各種功能的一部分或者全部。

增益輸出部31也輸入表示兩端電壓VL的信息及電抗器衰減系數(shù)的指令即衰減系數(shù)指令ζz、或者電抗器L1的電感L、電容器C1的靜電電容C，并設(shè)定控制增益z。但是如后面所述，也可以對(duì)增益輸出部31提供兩端電壓VC或者流過電抗器的電流的信息，以替代兩端電壓VL。

衰減系數(shù)指令ζz是與兩端電壓VC相對(duì)于從交流電源E1輸入的交流電壓的線間電壓即電源電壓VS的傳遞函數(shù)中的衰減系數(shù)有關(guān)的指令值。增益輸出部31通過后述的各實(shí)施方式的處理，設(shè)定諸如實(shí)現(xiàn)所輸入的衰減系數(shù)指令ζz的控制增益k。

電壓控制率指令生成部32輸入控制增益k和兩端電壓VL，根據(jù)它們輸出使電力變換部2的電壓控制率達(dá)到其指令值K**所需要的電壓控制率指令K*。具體而言，對(duì)于指令值K**，通過減去控制增益k與兩端電壓VL之積而進(jìn)行校正，由此得到電壓控制率指令K*。但是，在第2實(shí)施方式中，也可以對(duì)電壓控制率指令生成部32提供兩端電壓VC或者流過電抗器L1的電流的信息，以替代兩端電壓VL。

<4.第1實(shí)施方式>

圖2是例示第1實(shí)施方式的增益輸出部31及電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的一例的功能框圖。

增益輸出部31具有電壓周期計(jì)算部311、電源阻抗估計(jì)部312、增益設(shè)定部313A。

電壓周期計(jì)算部311得到兩端電壓VL的振動(dòng)周期τ。電源阻抗估計(jì)部312求出電源阻抗Z(此處指從整流部1觀察的交流電壓E1側(cè)的阻抗)的估計(jì)值Z^。例如，能夠根據(jù)兩端電壓VL的振動(dòng)周期τ和電感L和靜電電容C求出估計(jì)值Z^。關(guān)于該估計(jì)值Z^的具體求解方法在后面進(jìn)行說明。

增益設(shè)定部313A根據(jù)估計(jì)值Z^、電感L、靜電電容C和衰減系數(shù)指令ζz，設(shè)定控制增益k并進(jìn)行輸出。

電壓控制率指令生成部32具有乘法器321和減法器322。乘法器321求出控制增益k與兩端電壓VL之乘積k·VL。減法器322從指令值K**中減去乘積k·VL，求出電壓控制率指令K*，將其輸出給開關(guān)信號(hào)生成部33。

開關(guān)信號(hào)生成部33根據(jù)電壓控制率指令K*生成有關(guān)電力變換部2輸出的交流電壓的電壓指令。開關(guān)信號(hào)生成部33還將例如該電壓指令與載波進(jìn)行比較，生成開關(guān)信號(hào)S。將開關(guān)信號(hào)S輸出給電力變換部2。開關(guān)信號(hào)生成部33的動(dòng)作是利用公知的方法(例如專利文獻(xiàn)1)實(shí)現(xiàn)的，因而在此省略其詳情。

如上所述得到基于電壓控制率指令K*的輸出電壓。因此，能夠抑制兩端電壓VC的高次諧波成分。而且，輸出電壓是根據(jù)考慮電源阻抗Z來校正指令值K**而得的電壓控制率指令K*而設(shè)定的，因而無論電源阻抗Z的大小怎樣，都將電力變換部2的輸入側(cè)的電壓(兩端電壓VC)的變動(dòng)的衰減系數(shù)維持為期望的衰減系數(shù)指令ζz。

下面，例示用于求出估計(jì)值Z^的具體方法。

圖3示出圖1的電力變換裝置的簡(jiǎn)易的等效電路。其中，負(fù)載M1是感應(yīng)性負(fù)載，將電力變換部2和負(fù)載M1統(tǒng)一理解為電流源20。電源阻抗Z用在各相中串聯(lián)存在于交流電源E1和整流部1之間的電阻成分r和電感成分I表示。也一并記述了流過電抗器L1的電流IL、流過電容器C1的電流IC、電流源20流出的電流I0、在電源阻抗Z中產(chǎn)生的電壓VZ。

在該等效電路中，電抗器L1與電感成分I的二相部分一起和電容器C1串聯(lián)連接。因此，也考慮電源阻抗Z，用式(1)求出等效電路中的共振頻率。

[數(shù)式1]

圖4是示意地示出兩端電壓VL的波形的曲線圖。橫軸采用時(shí)間t。在此，以整流部1進(jìn)行三相電壓的全波整流的情況為例，設(shè)電源電壓VS的頻率為F，兩端電壓VL的變動(dòng)較大的周期用脈動(dòng)頻率的倒數(shù)1/(6F)表示。在式(1)中求出的共振頻率fc的倒數(shù)1/fc可以理解為兩端電壓VL的變動(dòng)較小的周期τ。下面，設(shè)該周期τ為振動(dòng)周期，與用脈動(dòng)頻率的倒數(shù)表示的周期(1/(6F))區(qū)分處理。

這樣的兩端電壓VL的振動(dòng)周期τ是在電壓周期計(jì)算部311取得的。具體而言，根據(jù)兩端電壓VL的相鄰的極值彼此間的時(shí)間求出振動(dòng)周期τ。例如，如圖4例示的那樣，能夠?qū)⑾噜彽臉O大值彼此間的時(shí)間直接用作振動(dòng)周期τ?；蛘?，也可以采用相鄰的極小值和極大值之間的時(shí)間的2倍期間作為振動(dòng)周期τ。

特別是在無電容器型逆變器中，靜電電容C較小，因而兩端電壓VC不易變平滑，在電源阻抗Z和LC濾波器產(chǎn)生的共振現(xiàn)象顯著。因此，從提高求出振動(dòng)周期τ的精度的觀點(diǎn)講，在本實(shí)施方式中也是適合采用無電容器型逆變器。

根據(jù)式(1)和τ＝1/fc的關(guān)系，根據(jù)式(2)求出電感成分I。

[數(shù)式2]

這樣根據(jù)電容器C1的靜電電容C、電抗器L1的電感L和振動(dòng)周期τ估計(jì)電源阻抗Z(特別是其電感成分I)。這樣的電源阻抗Z的估計(jì)即估計(jì)值Z^的取得是在電源阻抗估計(jì)部312中進(jìn)行。這樣為了取得估計(jì)值Z^，在本實(shí)施方式中向增益輸出部31不僅輸入衰減系數(shù)指令ζz，而且也輸入電抗器L1的電感L和電容器C1的靜電電容C。

下面，對(duì)本實(shí)施方式的動(dòng)作進(jìn)行更詳細(xì)的說明。為了容易理解該說明，首先分析以往不考慮電源阻抗Z的情況。

圖5示出在圖3的等效電路中忽視電源阻抗Z時(shí)的等效電路。這也可以理解為在專利文獻(xiàn)1示出的等效電路。因此，如專利文獻(xiàn)1所示，通過導(dǎo)入控制增益k，將電流I0設(shè)定為值(-k·VL)，圖5的等效電路被改寫為圖6的框圖。另外，導(dǎo)入拉普拉斯變量s。

根據(jù)圖6，用式(3)～(5)表示傳遞函數(shù)G(s)＝VC/VS。另外，導(dǎo)入忽視了電源阻抗Z時(shí)的衰減系數(shù)ζ，其值應(yīng)該設(shè)定較大的值，因而將[(2ζ√(LC)s+1)]/[(ζ+√(ζ²-1))√(LC)s+1)]近似為1進(jìn)行處理。

[數(shù)式3]

[數(shù)式4]

[數(shù)式5]

另外，本實(shí)施方式的圖3的等效電路是對(duì)圖6的框圖追加考慮了電壓VZ的單元，被改寫為圖7的框圖。對(duì)其進(jìn)行變形得到圖8的結(jié)構(gòu)。進(jìn)一步對(duì)圖8的結(jié)構(gòu)進(jìn)行變形而得到圖9的結(jié)構(gòu)。

在圖9中，用虛線包圍的部分與現(xiàn)有技術(shù)的圖6的結(jié)構(gòu)相同。因此，這部分的傳遞函數(shù)(采用以往通過使衰減系數(shù)ζ較大而實(shí)現(xiàn)的近似)用式(3)～(5)表示。因此，圖9的結(jié)構(gòu)進(jìn)一步變形為圖10的結(jié)構(gòu)。

因此，用式(6)表示本實(shí)施方式的傳遞函數(shù)。

[數(shù)式6]

根據(jù)式(6)求出的衰減系數(shù)指令ζz，參照式(4)，用式(7)表示。

[數(shù)式7]

以往的衰減系數(shù)ζ較大，因而式(7)的分子中的第1項(xiàng)(Cr)相對(duì)于分子中的第2項(xiàng)可以忽視。再參照式(5)，用式(8)表示衰減系數(shù)指令ζz。

[數(shù)式8]

這樣，根據(jù)忽視了電源阻抗Z的電阻成分r的近似處理，由電源阻抗Z的電感成分I、電容器C1的靜電電容C、電抗器L1的電感L、衰減系數(shù)指令ζz決定控制增益k。

按照式(2)所示估計(jì)電源阻抗Z的電感成分I。因此，通過輸入期望的衰減系數(shù)指令ζz來設(shè)定控制增益k。該設(shè)定如上所述是在增益設(shè)定部313A中進(jìn)行的。

這樣，根據(jù)振動(dòng)周期τ、電感L和靜電電容C得到估計(jì)值Z^的電感成分I。

當(dāng)然，也能夠估計(jì)電源阻抗Z的電阻成分r。例如，也可以使用如下所述估計(jì)出的電阻成分r，將式(8)的分子與項(xiàng)(Cr)相加來決定衰減系數(shù)指令ζz。

具體而言，參照?qǐng)D3，電源電壓VS、兩端電壓VL和VC、電流IL、電源阻抗Z的電阻成分r及電感成分I之間存在式(9)的關(guān)系。因此，如果按照以上所述估計(jì)出電感成分I，則能夠使用該式得到估計(jì)值Z^的電阻成分r。

[數(shù)式9]

即，增益設(shè)定部313A能夠使用估計(jì)值Z^的至少電感成分I或者也使用電阻成分r，設(shè)定控制增益k。

圖11是示出電感成分I的值和衰減系數(shù)ζ和控制增益k之間的關(guān)系的曲線圖。圖11是將控制增益k設(shè)定為固定值1的情況，相當(dāng)于現(xiàn)有技術(shù)。

圖12是示出電感成分I的值和衰減系數(shù)指令ζz和控制增益k之間的關(guān)系的曲線圖。圖12是根據(jù)式(8)設(shè)定了控制增益k的情況，相當(dāng)于本實(shí)施方式的技術(shù)。

兩者的橫軸均采用電感成分I的2倍的值2I。并且，2·I＝0.0001[H](即I＝0.05[mH])時(shí)的衰減系數(shù)ζ、衰減系數(shù)指令ζz彼此相等。并且，此時(shí)的控制增益k在圖11和圖12中是相同的。并且，設(shè)定為電阻成分r＝0。

在圖11所示的曲線圖中，電感成分I越大，衰減系數(shù)ζ越低。與此相對(duì)，在圖12所示的曲線圖中可知，無論電感成分I怎樣，衰減系數(shù)指令ζz都被維持。因此，根據(jù)本實(shí)施方式可知，與現(xiàn)有技術(shù)不同，能夠設(shè)定控制增益k使得無論電感成分I怎樣都能維持期望的衰減系數(shù)指令ζz。

圖13和圖14都是傳遞函數(shù)G(s)的波特圖。圖13是控制增益k固定的情況，相當(dāng)于現(xiàn)有技術(shù)。圖14是根據(jù)式(8)設(shè)定控制增益k的情況，相當(dāng)于本實(shí)施方式的技術(shù)。

圖13中的曲線Q1、Q3及圖14中的曲線Q5、Q7示出I＝0.05[mH]的情況，圖13中的曲線Q2、Q4及圖14中的曲線Q6、Q8示出I＝0.2[mH]的情況。都設(shè)定為電阻成分r＝0。

在圖13所示的曲線圖中可知，電感成分I越大越容易共振。與此相對(duì)，在圖14所示的曲線圖中可知，電感成分越大越不容易共振。因此，根據(jù)本實(shí)施方式可知，與現(xiàn)有技術(shù)不同，無論電感成分I怎樣，都能抑制輸入電力變換部2的兩端電壓VC的變動(dòng)。

優(yōu)選的一種處理是：在使負(fù)載M1進(jìn)行期望的運(yùn)轉(zhuǎn)動(dòng)作之前，設(shè)定前驅(qū)期間，在該前驅(qū)期間中使用臨時(shí)的指令值K**、臨時(shí)的衰減系數(shù)指令ζz來驅(qū)動(dòng)電力變換裝置。由此，增益設(shè)定部313A能夠得到估計(jì)值Z^，在以后的期望的運(yùn)轉(zhuǎn)動(dòng)作中得到上述的效果。

另外，在圖1的示例中，電抗器L1比電容器C1更靠整流部1側(cè)設(shè)于電源線LH。但是，不限于此，在設(shè)于電源線LL時(shí)，上述的說明也是適合的。

這樣，在本實(shí)施方式中通過使用考慮了電源阻抗Z的電壓控制率指令K*控制電力變換部2，無論電源阻抗Z的大小怎樣，都能將電力變換部2的輸入側(cè)的電壓變動(dòng)的衰減系數(shù)ζ維持為期望的值(衰減系數(shù)指令ζz)。

對(duì)于無電容器型逆變器，兩端電壓VC不易變平滑。因此，振動(dòng)周期τ也可以從兩端電壓VC得到，而不是從兩端電壓VL。更具體地講，根據(jù)兩端電壓VC的相鄰的極值彼此間的時(shí)間求出振動(dòng)周期τ即可?；蛘撸部梢詮碾娏鱅L同樣地得到振動(dòng)周期τ。因?yàn)殍b于圖3所示的等效電路，認(rèn)為兩端電壓VL、VC、電流IL都以相同的振動(dòng)周期τ進(jìn)行振動(dòng)。兩端電壓VC和電流IL的檢測(cè)能夠使用公知的技術(shù)實(shí)現(xiàn)。

如使用式(2)所示，在電感成分I的估計(jì)中使用振動(dòng)周期τ。并且，在式(3)～(9)中未出現(xiàn)振動(dòng)周期τ。因此，由式(8)決定的控制增益k，也可以根據(jù)從兩端電壓VL、VC、電流IL哪一方求出的振動(dòng)周期τ決定。即，電壓周期計(jì)算部311在求出振動(dòng)周期τ時(shí)，也可以求出兩端電壓VC的振動(dòng)周期τ或者電流IL的振動(dòng)周期τ，而不是兩端電壓VL的振動(dòng)周期τ。即，也可以向增益輸出部31輸入兩端電壓VC或者電流IL的信息，以取代兩端電壓VL的信息。

并且，基于圖6所示的框圖的式(3)是以使用控制增益k和兩端電壓VL之積為前提的。因此，不論控制增益k是根據(jù)從兩端電壓VL、VC、電流IL哪一方求出的振動(dòng)周期τ決定的，都利用控制增益k和兩端電壓VL之積來校正指令值K**，并得到電壓控制率指令K*。

<5.第2實(shí)施方式>

在本實(shí)施方式中采用對(duì)衰減系數(shù)自身進(jìn)行評(píng)價(jià)，將衰減系數(shù)變更為其指令值即衰減系數(shù)指令ζz的技術(shù)。因此，不需要在第1實(shí)施方式中示出的電源阻抗Z的估計(jì)。

圖15是示出第2實(shí)施方式的增益輸出部31及電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的一例的功能框圖。

在本實(shí)施方式中，增益輸出部31具有峰值檢測(cè)電路314、計(jì)數(shù)器315、衰減系數(shù)計(jì)算電路316、增益設(shè)定部313B。將峰值檢測(cè)電路314、計(jì)數(shù)器315、衰減系數(shù)計(jì)算電路316統(tǒng)一理解為衰減系數(shù)求解電路310，衰減系數(shù)求解電路310擔(dān)負(fù)后面詳細(xì)說明的求出衰減系數(shù)ζcal的功能。

在本實(shí)施方式中采用的電壓控制率指令生成部32的具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，與第1實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)相同。

將兩端電壓VC、VL及電流IL任意一方作為測(cè)定對(duì)象W1輸入增益輸出部31。增益輸出部31根據(jù)測(cè)定對(duì)象W1和衰減系數(shù)指令ζz設(shè)定控制增益k，并輸出控制增益k。

將兩端電壓VC、VL及電流IL任意一方作為針對(duì)控制增益k的被乘數(shù)W2輸入電壓控制率指令生成部32。電壓控制率指令生成部32通過從指令值K**減去被乘數(shù)W2與控制增益k之積k·W2，對(duì)指令值K**進(jìn)行校正，得到電壓控制率指令K*。

測(cè)定對(duì)象W1和被乘數(shù)W2都是從兩端電壓VC、VL及電流IL中選擇任意一方，既可以相互一致，也可以不同。但是，如后面所述，優(yōu)選對(duì)測(cè)定對(duì)象W1進(jìn)行濾波處理，這一點(diǎn)與被乘數(shù)W2不同。

峰值檢測(cè)電路314檢測(cè)測(cè)定對(duì)象W1的極大值a(i)(例如，i為正整數(shù))并進(jìn)行保存。峰值檢測(cè)電路314對(duì)計(jì)數(shù)器315進(jìn)行例如檢測(cè)出極大值的通知G。

圖16是例示測(cè)定對(duì)象W1的波形的曲線圖。測(cè)定對(duì)象W1隨著時(shí)間t的經(jīng)過而振動(dòng)并衰減。因此，準(zhǔn)確求出衰減系數(shù)ζcal所需要的極大值必須是在測(cè)定對(duì)象W1衰減的中途取得的極大值。因此，在峰值檢測(cè)電路314連續(xù)取得的一對(duì)極大值表示時(shí)間性增加的情況下，峰值檢測(cè)電路314對(duì)計(jì)數(shù)器315提供將計(jì)數(shù)器315復(fù)位成初始值(例如i＝1)的復(fù)位信號(hào)R。

計(jì)數(shù)器315接受被復(fù)位時(shí)的通知G，由此對(duì)峰值檢測(cè)電路314提供輸出指令H。峰值檢測(cè)電路314對(duì)應(yīng)該輸出指令H，將極大值a(j)輸出給衰減系數(shù)計(jì)算電路316或者存儲(chǔ)在峰值檢測(cè)電路314中。

計(jì)數(shù)器315接受包括被復(fù)位時(shí)的通知G在內(nèi)的第(m+1)次的通知G，由此對(duì)峰值檢測(cè)電路314提供輸出指令H。峰值檢測(cè)電路314對(duì)應(yīng)該輸出指令H，將極大值a(j+m)輸出給衰減系數(shù)計(jì)算電路316或者存儲(chǔ)在峰值檢測(cè)電路314中。

一對(duì)極大值a(j)、a(j+m)既可以在如上所述每當(dāng)對(duì)峰值檢測(cè)電路314提供輸出指令H時(shí)分別輸出給衰減系數(shù)計(jì)算電路316，也可以在被提供通知G的定時(shí)作為一對(duì)輸出給衰減系數(shù)計(jì)算電路316。例如，在對(duì)計(jì)數(shù)器315提供復(fù)位信號(hào)R時(shí)的通知G中，也可以將在產(chǎn)生復(fù)位信號(hào)R之前被存儲(chǔ)在峰值檢測(cè)電路314中的一對(duì)極大值a(j)、a(j+m)輸出給衰減系數(shù)計(jì)算電路316。

在圖16中也一并記述了振動(dòng)周期τ、及m個(gè)振動(dòng)周期τ的期間m·τ。在測(cè)定對(duì)象W1中，在一對(duì)極大值a(j)、a(j+m)之間產(chǎn)生(m-1)個(gè)極大值。鑒于此，衰減系數(shù)計(jì)算電路316根據(jù)比個(gè)數(shù)(m-1)大1的整數(shù)m和一對(duì)極大值a(j)、a(j+m)彼此之比a(j)/a(j+m)，利用式(10)求出測(cè)定對(duì)象W1的對(duì)數(shù)衰減率δ。其中，記號(hào)“In()”表示圓括弧內(nèi)的自然對(duì)數(shù)(以納比爾數(shù)為底的對(duì)數(shù))。

[數(shù)式10]

衰減系數(shù)ζcal是使用對(duì)數(shù)衰減率δ和圓周率π根據(jù)式(11)求出的。其中，近似的等號(hào)(約等于)適合于衰減系數(shù)ζcal比1足夠小的情況。

[數(shù)式11]

這樣得到的衰減系數(shù)ζcal也可以理解為測(cè)定對(duì)象W1的衰減系數(shù)的測(cè)定值。

當(dāng)然，衰減系數(shù)計(jì)算電路316也可以暫且不求出對(duì)數(shù)衰減率δ，而使用將式(10)代入式(11)得到的式子求出衰減系數(shù)ζcal。

圖17是例示增益設(shè)定部313B的結(jié)構(gòu)的框圖。增益設(shè)定部313B具有減法器3131和增益決定部3132。減法器3131從衰減系數(shù)指令ζz中減去衰減系數(shù)ζcal而得到偏差Δζ。增益決定部3132決定在偏差Δζ越大時(shí)越提高控制增益k。但是，如果不對(duì)控制增益k的變動(dòng)幅度設(shè)定限制，對(duì)指令值K**進(jìn)行校正的效果將會(huì)過剩，故不是優(yōu)選。因此，優(yōu)選增益決定部3132一并具有作為設(shè)定了上限及下限的限制器的功能。

鑒于式(1)，認(rèn)為基于被乘數(shù)W2的共振的衰減系數(shù)與基于測(cè)定對(duì)象W1的共振的衰減系數(shù)ζcal一致。因此，通過減去根據(jù)衰減系數(shù)ζcal設(shè)定的控制增益k與被乘數(shù)W2之乘積k·W2對(duì)指令值K**進(jìn)行校正，并得到電壓控制率指令K*，由此維持與第1實(shí)施方式相同的效果即期望的衰減系數(shù)指令ζz。而且，在本實(shí)施方式中不需要估計(jì)電源阻抗Z。

但是，由于在測(cè)定對(duì)象W1中也疊加了基于脈動(dòng)頻率的變動(dòng)，因而為了從測(cè)定對(duì)象W1的極大值準(zhǔn)確求出衰減系數(shù)ζcal，期望去除該變動(dòng)(脈動(dòng))的影響。

圖18是部分地例示作為本實(shí)施方式的變形的增益輸出部31的結(jié)構(gòu)的框圖。在該變形的增益輸出部31中，采用對(duì)圖15所示的結(jié)構(gòu)追加了濾波器317的結(jié)構(gòu)。向峰值檢測(cè)電路313輸入降低了低頻帶的頻率成分的測(cè)定對(duì)象W1，而不是測(cè)定對(duì)象W1自身。但是，在圖18中省略了圖15所示的衰減系數(shù)計(jì)算電路316、增益設(shè)定部313B的圖示(在后述的圖19、圖21、圖23中也一樣)。

濾波器317采用具有如下功能的高通濾波器，即，減少比共振頻率fc(＝1/τ)低的成分，具體而言是減少脈動(dòng)頻率及比其低的頻率成分。在采用電流IL、兩端電壓VC中任意一方作為測(cè)定對(duì)象W1的情況下，它們也具有直流成分。而且，該直流成分也通過該高通濾波器而被減少。因此，無論采用電流IL、兩端電壓VL、VC哪一方作為測(cè)定對(duì)象W1，脈動(dòng)頻率成分及直流成分對(duì)極大值彼此之比a(j)/a(j+m)的影響都較小。因此，能夠準(zhǔn)確求出衰減系數(shù)ζcal。

但是，在脈動(dòng)頻率和共振頻率fc接近的情況下，構(gòu)成保留共振頻率fc的成分而減少脈動(dòng)頻率的成分這樣的高通濾波器并非易事。因此，在第3實(shí)施方式中，采用通過計(jì)算從測(cè)定對(duì)象W1中去除該脈動(dòng)頻率成分的技術(shù)。

<6.第3實(shí)施方式>

圖19是示出第3實(shí)施方式的第1結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖19部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第1結(jié)構(gòu)中，采用兩端電壓VC作為測(cè)定對(duì)象W1。在第1結(jié)構(gòu)中，采用將圖18所示的濾波器317置換為脈動(dòng)成分去除部318a和直流成分去除電路319的結(jié)構(gòu)。

對(duì)脈動(dòng)成分去除部318a被提供電源電壓VS的信息(在圖中為了簡(jiǎn)化起見，該信息也用記號(hào)VS表示)。因此，能夠進(jìn)行從交流電源E1輸入的N相交流電壓的相位ωt(t表示時(shí)間，ω表示角頻率)、振幅的有效值Vn的計(jì)算。

下面，說明不存在起因于共振的振動(dòng)、損耗被忽視時(shí)的兩端電壓VC的值VCh。由于存在整流部1進(jìn)行整流后的整流電壓的脈動(dòng)成分，因而導(dǎo)入相位ωt的函數(shù)D(ωt)。

[數(shù)式12]

圖20是示出從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進(jìn)行全波整流時(shí)的值VCh的波形的曲線圖。實(shí)線表示值VCh的波形，虛線表示三相交流電壓的波形。

圖20例示的值VCh是具有周期π/3的周期函數(shù)。在這種情況下，相位ωt的函數(shù)D(ωt)用下式(13)表示。

[數(shù)式13]

D(ωt)＝sin(ωt-p·π/3)

(其中(p+1)·π/3≤ωt≤(_p+2)·π/3)…(13)

通過將兩端電壓VC除以該值VCh，起因于整流的脈動(dòng)成分被從測(cè)定對(duì)象W1中被去除。

根據(jù)圖20也可以理解到，值VCh具有直流成分，因此兩端電壓VC也具有直流成分。該直流成分通過直流成分去除電路319被去除。

即使是脈動(dòng)頻率和共振頻率fc接近的情況下，如上所述也能夠利用脈動(dòng)成分去除部318a和直流成分去除電路319的功能實(shí)現(xiàn)與濾波器317相同的功能。

圖21是示出本實(shí)施方式的第2結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖20部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第2結(jié)構(gòu)中，W1采用電流IL作為測(cè)定對(duì)象。在第2結(jié)構(gòu)中，采用將圖19所示的脈動(dòng)成分去除部318a置換為脈動(dòng)成分去除部318b的結(jié)構(gòu)。

圖22是示出不存在起因于共振的振動(dòng)、損耗被忽視時(shí)的電流IL的值ILh的波形的曲線圖。在此，假定從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進(jìn)行全波整流的情況。圖22例示的值ILh是具有周期π/3的周期函數(shù)。

對(duì)脈動(dòng)成分去除部318b提供電源電壓VS的信息、和分別成為電力變換部2的輸出電壓、輸出電流的指令值的指令值V*、I*。指令值V*、I*在電力變換控制裝置3中采用公知的技術(shù)。因此，在電力變換控制裝置3的內(nèi)部將指令值V*、I*提供給脈動(dòng)成分去除部318b。

輸入電力變換部2的功率Pinv作為值ILh、VCh之積，用下式(14)表示。

[數(shù)式14]

Pinv＝VCh·ILh …(14)

理想狀態(tài)下的電力變換部2沒有損耗，輸入的功率Pinv與電力變換部2的輸出功率相等。該輸出功率能夠用以指令值V*、I*為變量的已知函數(shù)J(V*、I*)表示，因而下式(15)成立。

[數(shù)式15]

通過將電流IL除以該值ILh，起因于整流的脈動(dòng)成分被從測(cè)定對(duì)象W1中去除。

根據(jù)圖22也可以理解到，值ILh具有直流成分，因此電流IL也具有直流成分。該直流成分通過直流成分去除電路319被去除。

即使是脈動(dòng)頻率和共振頻率fc接近的情況下，如上所述也能夠利用脈動(dòng)成分去除部318a和直流成分去除電路319的功能實(shí)現(xiàn)與濾波器317相同的功能。

圖23是示出本實(shí)施方式的第3結(jié)構(gòu)的框圖。具體而言，圖23部分地例示增益輸出部31的結(jié)構(gòu)。在該第3結(jié)構(gòu)中，測(cè)定對(duì)象W1采用兩端電壓VL。在第3結(jié)構(gòu)中，采用將圖21所示的脈動(dòng)成分去除部318b和直流成分去除電路319置換為脈動(dòng)成分去除部318c的結(jié)構(gòu)。與脈動(dòng)成分去除部318b一樣，對(duì)脈動(dòng)成分去除部318c提供電源電壓VS的信息、指令值V*、I*。

圖24是示出不存在起因于共振的振動(dòng)、損耗被忽視時(shí)的兩端電壓VL的值VLh的波形的曲線圖。在此，假定從交流電源E1輸入的多相交流電壓是三相交流電壓、整流部1進(jìn)行全波整流的情況。圖22例示的值VLh是具有周期π/3的周期函數(shù)。

使用電流式(12)～(15)根據(jù)下式(16)求得值VLh。

[數(shù)式16]

通過將兩端電壓VL除以該值VLh，起因于整流的脈動(dòng)成分被從測(cè)定對(duì)象W1中去除。

另外，兩端電壓VL與電流ILh的微分值成比例，因而不具有直流成分。因此，不需要直流成分去除電路319。

如上所述，在第2實(shí)施方式及第3實(shí)施方式的第1結(jié)構(gòu)～第3結(jié)構(gòu)中，在得到控制增益k時(shí)，盡管有時(shí)使用電感L，但不使用靜電電容C。因此，能夠省略如在圖1中示出的向增益輸出部31輸入靜電電容C。

并且，在第2實(shí)施方式及第3實(shí)施方式的第1結(jié)構(gòu)和第2結(jié)構(gòu)中，在得到控制增益k時(shí)，電感L和靜電電容C都不使用。因此，能夠省略如在圖1中示出的向增益輸出部31輸入電感L和靜電電容C。

對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)說明，但上述說明是所有方面的示例，本發(fā)明不限于此?？梢岳斫?，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下，能夠想到?jīng)]有例示的無數(shù)變形例。