本申請(qǐng)要求2013年12月12日提交的美國臨時(shí)申請(qǐng)No.61/915,237的優(yōu)先權(quán)，其通過整體引用并入在此。

背景技術(shù)：
和

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

傳統(tǒng)的整流電流設(shè)計(jì)將交流(AC)信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流(DC)信號(hào)。低勢(shì)壘肖特基二極管通常被用在低AC功率情況中，例如外界(ambient)RF信號(hào)。AC-DC轉(zhuǎn)換帶寬和效率與AC功率水平、二極管特性、和負(fù)載阻抗相關(guān)。二極管特性也依賴于頻率、輸入功率水平和輸出電流。

由于所有的二極管都不是理想的，都具有非零閾值電壓和非線性I-V特性，所以整流電路的輸出除了期望的DC信號(hào)還包括許多諧波信號(hào)。本發(fā)明的示例性實(shí)施例通常涉及一種新型諧波采集(harvesting)電路設(shè)計(jì)，用于在傳統(tǒng)整流電路的輸出端采集未整流的AC功率(包含在基波和諧波頻率中)。注意，本發(fā)明也能被用于具有與傳統(tǒng)整流電路類似問題的其它類型的傳統(tǒng)AC-DC轉(zhuǎn)換器電路。結(jié)果，本發(fā)明能夠提高整流效率，還能擴(kuò)展傳統(tǒng)整流電路的頻率上限，因此能在從700MHz到2500MHz的用于GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))或Wi-Fi的更高的頻率處從射頻(RF)信號(hào)有效采集能量。

RF能量采集中的最重要的部件中的一個(gè)部件是整流器，其將RF信號(hào)轉(zhuǎn)換成DC功率。由于它們的低接通電壓、小的阻抗、和小的結(jié)電容，低勢(shì)壘肖特基二極管通常被用作在低功率、高頻率的整流器電路中的開關(guān)。然而，由于二極管阻抗中的歐姆損耗，以及由二極管的非線性I-V屬性和整流過程產(chǎn)生的諧波中的未整流的能量，外界RF采集器(harvester)的典型轉(zhuǎn)換效率低于60％。(未整流的信號(hào)/能量是未由整流電路轉(zhuǎn)換成DC信號(hào)/能量的AC信號(hào)/能量。其它類型的AC-DC轉(zhuǎn)換器電路也可被用于本發(fā)明。)如在大多數(shù)外界RF信號(hào)的情況中，在低RF輸入功率水平處，很難達(dá)到高于50％的整流效率，僅在阻抗匹配、輸入功率水平、頻率和負(fù)載阻抗的非常理想條件下才可能獲得。在文獻(xiàn)中已經(jīng)示出輸出諧波以包含在傳統(tǒng)整流器設(shè)計(jì)中浪費(fèi)的多達(dá)能量的20％。

除了能夠采集包含在由整流二極管的非線性屬性產(chǎn)生的諧波中的RF能量外，本發(fā)明的新型電路還可以在整流二極管的頻率上限處提高整流效率，其中輸入RF信號(hào)的一部分通過二極管的結(jié)電容旁通該二極管。這在傳統(tǒng)整流器的輸出處產(chǎn)生處于基波頻率的未整流的RF信號(hào)。這種RF信號(hào)通過大的DC保持電容器被短接到地，因此被浪費(fèi)掉。

此處公開了一種示例性的諧波采集器電路設(shè)計(jì)，其轉(zhuǎn)換在傳統(tǒng)整流器電路的輸出處的未整流的信號(hào)。在一個(gè)可替代的實(shí)施例中，本發(fā)明的采集器電路連接在傳統(tǒng)整流器電路的輸出和輸入之間，從而形成反饋環(huán)電路。采集器電路拓?fù)涞淖冃偷母郊訉?shí)施例由整流二極管、濾波器和阻抗匹配電路的不同布置組成。

除了上面提及的新特征和優(yōu)勢(shì)，其它益處將從下面附圖和示例性實(shí)施例的描述中容易地明白。

附圖說明

下面的示例實(shí)施例的詳細(xì)描述參考附圖，附圖形成詳細(xì)描述的一部分。詳細(xì)描述以示例性實(shí)施例的方式提供解釋。應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離本發(fā)明的精神的情況下，可使用具有結(jié)合本發(fā)明的范圍的機(jī)械和電氣改變的其它實(shí)施例。

除了上面提及的特征，本發(fā)明的其它方面將從下面附圖和示例性實(shí)施例的描述容易地明白，其中幾個(gè)視圖中相同的參考標(biāo)記指示相同或相應(yīng)的特征，并且其中：

圖1是一個(gè)具有單獨(dú)的2.45GHz音調(diào)輸入的標(biāo)準(zhǔn)的格萊納赫倍壓(Greinacher Voltage Doubler)電路。

圖2是圖1所示的標(biāo)準(zhǔn)格萊納赫倍壓電路的輸出功率頻譜。

圖3是增加了本發(fā)明的諧波采集器電路塊的格萊納赫倍壓電路。操作頻率在2.45GHz處。

圖4是圖3所示的諧波采集器電路塊的輸出功率頻譜。

圖5是使用5.8GHz輸入的可替代實(shí)施例的標(biāo)準(zhǔn)格萊納赫倍壓電路的輸出功率頻譜。

圖6是一個(gè)采用5.8GHz輸入的圖3的諧波采集器電路的輸出功率頻譜。

圖7示出了以級(jí)聯(lián)形式連接多個(gè)諧波采集器的本發(fā)明的示例性實(shí)施例。該實(shí)施例中的操作頻率在5.8GHz處。

圖8示出了以環(huán)回配置連接一個(gè)或多個(gè)諧波采集器的本發(fā)明的示例性實(shí)施例。

圖9(a)示出基于圖3的設(shè)計(jì)實(shí)施單獨(dú)的諧波采集器設(shè)計(jì)的示例性電路。

圖9(b)示出制造的電路板，與沒有諧波采集器的測(cè)量的轉(zhuǎn)換效率(實(shí)線)相比較的作為輸入功率的函數(shù)的測(cè)量的轉(zhuǎn)換效率(虛線)。

圖10示出諧波采集器電路的ADS電路模型實(shí)施的示例。

圖11示出圖8的示例電路實(shí)施例。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明的示例性實(shí)施例旨在提高RF-DC的轉(zhuǎn)換效率，其定義為最終的DC輸出功率與輸入RF功率的比值。所有的仿真結(jié)果采用商用“高級(jí)設(shè)計(jì)系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)詳細(xì)說明(Advanced Design System Circuit Design Cookbook)”獲得。

參考圖1，示出了通常用來將RF信號(hào)轉(zhuǎn)換成DC功率的標(biāo)準(zhǔn)的格萊納赫倍壓電路的示例性實(shí)施例。一個(gè)處于-10dBm功率水平的單獨(dú)的2.45GHz音調(diào)的RF源從左邊進(jìn)入該電路。其后跟隨阻抗匹配電路，該阻抗匹配電路由用于使返回源的反射最小的單短截線調(diào)諧器(single-stub tuner)組成。電容C1用來阻止DC信號(hào)傳到RF源，同時(shí)允許來自源的RF信號(hào)通過。接下來是兩個(gè)整流二極管D1和D2，它們是SMS7630低勢(shì)壘肖特基二極管。整流后的輸出DC信號(hào)電平被充電保持電容器C2平滑化。輸出被連接到右手側(cè)的1K電阻。理想地，除了一些二極管阻抗的歐姆損耗，所有RF能量應(yīng)被轉(zhuǎn)換成DC功率，并具有接近100％的高轉(zhuǎn)換效率。如在外界RF能量采集的情況中，操作在低偏壓條件下的所有二極管具有非線性I-V特性。這產(chǎn)生諧波信號(hào)，其頻率是基波頻率的倍數(shù)。此外，橫跨二極管P-N結(jié)上的有限結(jié)電容允許輸入RF信號(hào)的一小部分泄漏到輸出。泄漏的量隨著頻率增加。因此，實(shí)際整流電路、或“整流器”的輸出不只是包含DC。這由圖2展示，其示出在整流器的輸出處觀察到的功率頻譜。它示出了基于從-10dBm RF源產(chǎn)生的DC功率的量的存在于基波和諧波頻率處的顯著功率，轉(zhuǎn)換效率約為24.8％。

圖3示出在圖1所示的傳統(tǒng)整流器12的輸出增加諧波采集器10塊的示例性實(shí)施例。在該示例性實(shí)施例中的諧波采集器電路塊由隔DC電容C214、后面跟隨的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)電路16(IMN2)、整流二極管D3 18、和隔RF電感L1 20組成，其中隔RF電感L1 20用于防止基波和諧波信號(hào)通過C3與地短路。

在圖3中，存在于D2輸出處的基波和諧波頻率處的未整流RF能量被隔RF電感L1阻止，并改道到諧波采集器電路，其由隔DC電容C2、阻抗匹配電路IMN2(其優(yōu)選與IMN1不同)以及整流二極管D3(在一個(gè)實(shí)施例中其與D1和D2相同，但是它不是必須相同)組成。

圖4中所示的在Vout處觀察的圖3的計(jì)算輸出功率頻譜表明在基波和諧波頻率處的功率水平已經(jīng)被諧波采集器電路顯著降低了。這些能量中的一部分已經(jīng)被諧波采集器電路模塊轉(zhuǎn)換成DC。這導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率從24.8％增加到40％。

在一個(gè)可替代的實(shí)施例中，可增加附加元件以提供更精細(xì)的頻率控制。例如，代替單個(gè)電容C2，可使用一個(gè)簡單的高通濾波器；代替單個(gè)電感L，可使用一個(gè)簡單的低通濾波器。這些電氣電路元件也可被更復(fù)雜的L/C電路代替，以獲得更精細(xì)的濾波。

在圖1的一個(gè)可替代實(shí)施例中，輸入信號(hào)的頻率從2.45GHz增加到5.8GHz，以證明降低的轉(zhuǎn)換效率是由于更多RF能量通過D1和D2的結(jié)電容被泄漏。在圖5的輸出功率頻譜中的輸出DC功率水平與在2.45GHz處在圖2中獲得的輸出DC功率水平的比較，顯示出顯著的DC功率降低。在這種情況下的轉(zhuǎn)換效率是16％。

在圖3的可替代實(shí)施例中，輸入信號(hào)的頻率從2.45GHz增加到5.8GHz。在圖6中的輸出功率頻譜表明，與圖5中的DC功率相比，DC功率增加了。最終的轉(zhuǎn)換效率從16％增加到22％。

圖7示出了以級(jí)聯(lián)(串聯(lián))形式連接多個(gè)諧波采集器22的本發(fā)明的示例性實(shí)施例，其用于尤其在高泄漏的情形中將更多的功率采集為DC，因?yàn)槊總€(gè)諧波采集器的輸出可能仍然有非DC成分。重要的是保持諧波采集器的數(shù)量最小，因?yàn)槊總€(gè)諧波采集器電路中附加的二極管也增加更多的歐姆損耗，從而降低轉(zhuǎn)換效率。

圖8示出了以環(huán)回24配置連接一個(gè)或多個(gè)諧波采集器的本發(fā)明的示例性實(shí)施例。這種配置等價(jià)于不使用多個(gè)電路的多諧波采集器的實(shí)施例，因此與圖7中所示的串聯(lián)配置相比，節(jié)省了尺寸和成本。圖8中圍繞電路的諧波采集器部分的虛線是本發(fā)明的采集器電路(如，圖3，7的采集器電路)的一般表示，其可被用作圖8中的反饋回路(例如，將圖3和7的采集器電路用作反饋回路需要使該回路返回到整流器D2的輸入)。圖11示出圖8的反饋回路電路的一個(gè)示例實(shí)施例。

圖9(a)示出實(shí)施單獨(dú)的諧波采集器設(shè)計(jì)(基于圖3的設(shè)計(jì))的示例性電路。圖9(b)示出制造的電路板，以及與沒有諧波采集器的測(cè)量的轉(zhuǎn)換效率(實(shí)線)相比較的作為輸入功率的函數(shù)的測(cè)量的轉(zhuǎn)換效率(虛線)。在該情況中，對(duì)于-5dBm以上的輸入功率，諧波采集將轉(zhuǎn)換效率從5％增加到18％。

圖10示出諧波采集器電路的ADS電路模型實(shí)施的示例。該電路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)IMN部分26由傳輸線TL69和T形接頭T9的部分和短路的短接線(shorted stub)TL68組成。在設(shè)計(jì)優(yōu)化期間，ADS將自動(dòng)尋找TL69和TL68的最佳長度，其產(chǎn)生最大的DC輸出。

雖然上面詳細(xì)描述了本發(fā)明的特定實(shí)施例，但是不認(rèn)為本發(fā)明的范圍受到本公開限制，可進(jìn)行修改，而不脫離由下述權(quán)利要求證明的本發(fā)明的精神。