本技術領域一般涉及開關模式電源（SMPS:es）和操作開關模式電源的方法。

背景技術：

利用具有恒定占空比（duty cycle）的固定比（fixed ratio）轉換器中間總線轉換器（IBC）導致輸出電壓取決于輸入電壓范圍而在大范圍中變化。這對輸入電壓范圍施加限制，以便避免對由IBC提供的負載轉換器的下游點的過電壓。通過控制和切換變壓比，可減小輸出電壓范圍。

在大多數(shù)SMPS拓撲中，輸出電壓與輸入電壓成正比，，其中D是占空比，并且如果在SMPS中使用變壓器，那么n是變壓比。

缺少對輸出電壓的控制的固定比轉換器或中間總線轉換器（又稱為未調節(jié)轉換器）以固定的最大化占空比運行。這產(chǎn)生最大化的功率效率，因為除了在切換期間所需的停工時間以外，轉換器在幾乎100%的時間傳遞能量。通過這種策略，輸出電壓根據(jù)上式隨輸入電壓變化。通過稱為負載調節(jié)器的點的第二層SMPS來處理電壓的窄調節(jié)：這種功率體系結構稱為中間總線體系結構，見美國專利No.7787261 B1。

半調節(jié)轉換器以降低功率效率的變化的占空比為代價來補償變化的輸入電壓（線性調節(jié)）。負載影響輸出電壓，并且輸出電壓隨負載增大而降低，這又稱為電壓降（drop）。由于SMPS的輸出端具有LC濾波器，所以負載瞬變造成輸出電壓振蕩，其中只有固有的寄生電阻抑制振蕩。

在上文引用的美國專利No.7787261 B1中描述的準調節(jié)總線轉換器只在輸入電壓范圍的一部分中被線性調節(jié)，而在輸入電壓范圍的其它部分中，利用100%占空比而不調節(jié)轉換器。這在不增加輸出電壓范圍的情況下產(chǎn)生增加的輸入電壓范圍。

輸出調節(jié)轉換器通過輸出電壓的反饋來補償變化的負載狀況和輸入電壓變化。通常采用電壓前饋控制，以便減少由于輸入電壓瞬變的輸出電壓擾動。這種類型的調節(jié)以較低效率為代價提供最穩(wěn)定的輸出電壓。

技術實現(xiàn)要素：

背景技術中描述的控制策略在輸出電壓容差、瞬態(tài)響應和功率效率方面具有缺點。由于這些特性中的許多特性彼此依賴，所以優(yōu)化其中一個特性導致其它特性更差。

目的是為開關模式電源提供轉換器，借此可以減輕或至少緩解以上缺點。

第一方面涉及一種開關模式電源，它包括開關模式轉換器和用于控制開關模式轉換器的控制器，其中，提供開關模式轉換器用于將輸入電壓轉換為輸出電壓，并且開關模式轉換器包括：在初級側上，初級繞組和在初級繞組上連接輸入電壓的基于可控開關的電路；以及在次級側上，耦合到初級繞組的次級繞組，以及連接在次級繞組上的電容元件，其中作為電容元件上的電壓來獲得輸出電壓。初級繞組包括第一繞組部分和至少一個另外的繞組部分；并且基于開關的電路包括能夠在第一操作狀態(tài)和至少第二操作狀態(tài)之間切換的可控開關，其中在第一操作狀態(tài)，輸入電壓只連接在第一繞組部分上，并且在至少第二操作狀態(tài)，輸入電壓連接在所述第一繞組部分和所述至少一個另外的繞組部分上，從而使得能夠在兩個不同的變壓比之間切換。

控制器可在操作上連接成監(jiān)測輸入電壓，并可配置成控制可控開關以便響應于監(jiān)測的輸入電壓而在所述第一操作狀態(tài)和所述至少第二操作狀態(tài)之間切換。由此，可以減小輸出電壓變化。

在一個實施例中，控制器可配置成：當監(jiān)測的輸入電壓增加到大于第一閾值電壓時，控制可控開關以便從第二操作狀態(tài)切換到第一操作狀態(tài)；并且當監(jiān)測的輸入電壓降低至小于第二閾值電壓時，控制可控開關以便從第一操作狀態(tài)切換回到第二操作狀態(tài)，其中第一閾值電壓可高于第二閾值電壓，以便獲得遲滯，并避免在輸入電壓在單個閾值電壓周圍變化時在操作狀態(tài)之間頻繁切換。

在另一個實施例中，在第一和第二操作狀態(tài)的每個操作狀態(tài)，可控開關可以能夠在連接狀態(tài)和斷開狀態(tài)之間切換，其中在連接狀態(tài)，初級繞組可連接至輸入電壓，并且其中在斷開狀態(tài)，輸入電壓可從初級繞組斷開，從而使得能夠改變開關模式轉換器的占空比?？刂破骺膳渲贸桑寒敱O(jiān)測的輸入電壓增加到大于第一閾值電壓時，控制可控開關進行切換以便在某個時間段期間將占空比從標稱占空比變?yōu)檩^低占空比，同時停留在第二操作狀態(tài)；并且在該時間段的末端，控制可控開關進行切換以便同時將占空比變回到標稱占空比并且將操作狀態(tài)從第二操作狀態(tài)變?yōu)榈谝徊僮鳡顟B(tài)。

此外，控制器可配置成：當監(jiān)測的輸入電壓降低至小于第二閾值電壓時，控制可控開關進行切換以便同時將占空比從標稱占空比變?yōu)檩^低占空比并且將操作狀態(tài)從第一操作狀態(tài)變回到第二操作狀態(tài)，并且此后控制可控開關進行切換以便在該時間段期間將占空比變回到標稱占空比。

再一次，第一閾值電壓可高于第二閾值電壓以便獲得遲滯。

時間段可介于約0.1與10ms之間，優(yōu)選介于約0.2與5ms之間，更優(yōu)選介于約0.5與2ms之間，并且最優(yōu)選為約1ms。

較低占空比乘以第二操作狀態(tài)的變壓比可至少近似地等于標稱占空比乘以第一操作狀態(tài)的變壓比。

提供以上控制方案，以便維持最高的可能功率效率并將輸出扼流圈電流(choke current)波紋最小化，同時減小輸出電壓變化。

通過控制有效初級繞組匝數(shù)，可在運行中改變變壓比。

初級側上的基于可控開關的電路可以是全橋、半橋或基于推-拉的電路中的任一種。次級側電路可以是基于單繞組或雙中心抽頭繞組的電路中的任一種。轉換器可提供有同步和非同步整流電路。

在一個實施例中，可控開關可包括位于三個分支中的六個開關，其中三個分支中的每一個分支中有兩個開關，其中每一個分支可與輸入電壓并聯(lián)連接，并且分支中的第一分支的開關之間的點可連接至初級繞組的一端，分支中的第二分支的開關之間的點可連接至初級繞組的相反端，并且分支中的第三分支的開關之間的點可連接至初級繞組的分離第一繞組部分和所述至少一個另外的繞組部分的點。

在另一個實施例中，初級繞組可包括第一繞組部分、第二繞組部分和第三繞組部分，其中基于開關的電路可包括能夠在第一操作狀態(tài)、第二操作狀態(tài)和第三操作狀態(tài)之間切換的可控開關，其中在第一操作狀態(tài)，輸入電壓只連接在第一繞組部分上，在第二操作狀態(tài)，輸入電壓只連接在第一和第二繞組部分上，并且在第三操作狀態(tài)，輸入電壓連接在第一、第二和第三繞組部分上，從而使得能夠在三種不同的變壓比之間切換。

可控開關可包括位于四個分支中的八個開關，其中四個分支中的每一個分支中有兩個開關，其中每一個分支可與輸入電壓并聯(lián)連接，并且分支中的第一分支的開關之間的點可連接至初級繞組的一端，分支中的第二分支的開關之間的點可連接至初級繞組的相反端，分支中的第三分支的開關之間的點可連接至初級繞組的分離第一和第二繞組部分的點，并且分支中的第四分支的開關之間的點可連接至初級繞組的分離第二和第三繞組部分的點。

如果控制器配置成控制可控開關以便在連接狀態(tài)與斷開狀態(tài)之間切換，其中在連接狀態(tài)，初級繞組連接至輸入電壓，并且在斷開狀態(tài)，輸入電壓從初級繞組斷開，那么控制器可配置成控制可控開關以便進行切換，使得每次初級繞組連接至輸入電壓時，改變通過初級繞組的電流方向。

開關模式轉換器可以是DC-DC轉換器，例如DC-DC電壓向下轉換器，例如配置成以10-100V范圍中的輸入和輸出電壓進行操作。

第二方面涉及一種基站，所述基站包括第一方面的開關模式電源。

第三方面涉及一種用于操作第一方面的開關模式轉換器的方法。根據(jù)該方法，監(jiān)測輸入電壓，并且響應于監(jiān)測的輸入電壓，在所述第一操作狀態(tài)和所述至少第二操作狀態(tài)之間切換可控開關。第三方面的方法可包括根據(jù)上文參考第一方面公開的任何控制方案、方法和步驟來切換這些開關。

根據(jù)下文給出的實施例的詳細描述以及僅作為圖示給出的附圖1-12，進一步的特征和優(yōu)點將顯而易見。

附圖說明

圖1用框圖來示意性地示出開關模式電源的實施例。

圖2示意性地示出包括一個或多個圖1的開關模式電源的基站的實施例。

圖3用電路圖來示意性地示出可在圖1的開關模式電源中使用的轉換器的實施例。

圖4用圖來示意性地示出圖3的轉換器的切換模式。

圖5用框圖來示意性地示出圖3的轉換器的驅動器和控制電路布置的實施例。

圖6用圖來示意性地示出圖5的驅動器和控制電路布置的控制方案。

圖7a-d用相應的圖來示意性地示出在利用圖6中示出的控制方案的仿真操作期間，圖3的轉換器的輸入電壓、變壓比、輸出電壓和扼流圈電流。

圖8用圖來示意性地示出圖5的驅動器和控制電路布置的備選控制方案。

圖9a-e用相應的圖來示意性地示出在利用圖8中示出的控制方案的仿真操作期間，圖3的轉換器的輸入電壓、變壓比、輸出電壓、扼流圈電流和占空比。

圖10用電路圖來示意性地示出可在圖1的開關模式電源中使用的轉換器的備選實施例。

圖11用電路圖來示意性地示出可在圖1的開關模式電源中使用的轉換器的另一個備選實施例。

圖12是用于操作轉換器（諸如圖3的轉換器）的方法的實施例的示意性流程圖。

具體實施方式

圖1示意性地示出開關模式電源11的實施例，開關模式電源11包括用于將輸入電壓V_in轉換為輸出電壓V_out的開關模式轉換器12、用于驅動轉換器12的驅動器15、用于控制驅動器15并且因此控制轉換器12的操作的控制器16、以及用于將輸入電壓V_in向下轉換為適合于控制器16的電壓以使得可通過輸入電壓V_in為控制器16供電的管家（housekeeping）或輔助轉換器17。

轉換器12可以是隔離式DC-DC轉換器，它通常將輸入電壓V_in向下轉換為合適的輸出功率V_out。轉換器12可通常以在10-100V范圍中的輸入V_in和輸出V_out電壓進行操作。

圖2示意性地示出包括一個或多個圖1的開關模式電源11的基站21的實施例。

圖3用電路圖來示意性地示出可在圖1的開關模式電源中使用的轉換器的實施例，其中通過擴展的全橋開關電路來驅動開關式初級繞組變壓器。

轉換器在初級側上包括初級繞組X₁和在初級繞組X₁上連接輸入電壓V_in的基于可控開關的電路31。初級繞組X₁包括第一繞組部分或第一數(shù)量的繞組匝數(shù)n_p1和第二繞組部分或第二數(shù)量的繞組匝數(shù)n_p2?；陂_關的電路31包括能夠在第一操作狀態(tài)和第二操作狀態(tài)之間切換的可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁，其中在第一操作狀態(tài)，輸入電壓V_in只連接在第一繞組部分n_p1上，并且在第二操作狀態(tài)，輸入電壓連接在第一n_p1和第二n_p2繞組部分上，從而使得能夠在由下式給出的兩個不同的變壓比n₁、n₂之間切換：

其中n_s是次級側上的繞組匝數(shù)。

開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁布置在三個分支中，其中在所述三個分支的每一個分支中有兩個開關，其中每一個分支與輸入電壓V_in并聯(lián)連接，并且分支中的第一分支的開關Q₁₁、Q₄₁之間的點連接至初級繞組X₁的一端，分支中的第二分支的開關Q₂₁、Q₃₁之間的點連接至初級繞組X₁的相反端，并且分支中的第三分支的開關Q₁₂、Q₄₂之間的點連接至初級繞組X₁的分離第一n_p1和第二n_p2繞組部分的點。

轉換器在次級側上包括耦合到初級繞組X₁的次級繞組X₂、連接到次級繞組X₂的一端的電感元件L以及連接在次級繞組X₂上的電容元件C，其中作為電容元件C上的電壓來獲得輸出電壓。次級繞組X₂可以是在每個繞組中具有n_s個繞組匝數(shù)的雙繞組，并且以習慣的方式提供開關Q₅和Q₆用于次級側切換。

開關模式電源11的控制器16在操作上連接成監(jiān)測輸入電壓V_in，并且配置成控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便響應于監(jiān)測的輸入電壓V_in在第一和第二操作狀態(tài)之間切換，從而減小輸出電壓變化。

控制器16可配置成控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁以便在連接狀態(tài)和斷開狀態(tài)之間切換，其中在連接狀態(tài)，初級繞組X₁連接至輸入電壓V_in，并且在斷開狀態(tài)，輸入電壓V_in從初級繞組X₁斷開，從而獲得合適的占空比。

圖4用時序圖來示意性地示出圖3的轉換器的切換模式。示出到相應開關Q₂₁、Q₄₂、Q₄₁、Q₃₁、Q₁₂、Q₁₁、Q₅和Q₆的門信號以及有效變壓比。

首先，具有開關Q₄₁和Q₁₁的分支是有效的，從而得到第一操作狀態(tài)中的變壓比n₁，并且此后具有開關Q₄₂和Q₁₂的分支是有效的，從而得到第二操作狀態(tài)中的變壓比n₂。應注意，第一操作狀態(tài)中的開關Q₄₁和Q₁₁以及第二操作狀態(tài)中的開關Q₄₂和Q₁₂與開關Q₂₁和Q₃₁同步，使得在第一和第二操作狀態(tài)的每個操作狀態(tài)中，經(jīng)過初級繞組X₁的電流方向交替。如所指示的，以習慣的方式來切換次級側上的開關Q₅和Q₆。

與利用全橋切換的固定變壓比操作相比，該切換需要用于驅動開關Q₂₁、Q₄₂、Q₄₁、Q₃₁、Q₁₂、Q₁₁的驅動器的額外集合以及用于選擇變壓比n的控制電路。

圖5用框圖來示意性地示出圖3的轉換器的驅動器和控制電路布置的實施例，包括用于轉換器12的相應分支的驅動器15a-c、用于選擇變壓比n的控制電路16a、以及脈寬調制器（PWM）51。驅動器15a-c可包含在圖1的開關模式電源11的驅動器15中，并且控制電路16a和脈寬調制器51可包含在圖1的開關模式電源11的控制器16中。控制電路16a配置成取決于監(jiān)測的輸入電壓V_in選擇變壓比n，并使得能夠開關分支Q₁₂、Q₄₂或分支Q₁₁、Q₄₁。

圖6用圖來示意性地示出圖5的驅動器和控制電路布置的控制方案。

控制器16配置成控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁，以便當監(jiān)測的輸入電壓V_in增加到大于第一閾值電壓V_H時，從第二操作狀態(tài)切換到第一操作狀態(tài)；并且當監(jiān)測的輸入電壓降低至小于第二閾值電壓V_L時，從第一操作狀態(tài)切換回到第二操作狀態(tài)。第一閾值電壓V_H優(yōu)選地高于第二閾值電壓V_L以便獲得遲滯。占空比可一直被最大化并且等于標稱占空比D_nom=97%。

圖7a-d用相應的圖來示意性地示出在利用圖6中示出的控制方案的仿真操作期間，圖3的轉換器的輸入電壓、變壓比、輸出電壓和扼流圈電流。

仿真由具有三個和四個初級繞組匝以及一個次級繞組匝（即，變壓比分別為3:1和4:1）的轉換器組成。在范圍[30, 60]V中掃描輸入電壓，將第一閾值電壓V_H設置成45V，將第二閾值電壓V_L設置成44V，并將占空比設置成D_nom=95%。輸出扼流圈（output choke）為400nH，并且總電容為1.5mF，這在許多應用中是小電容。仿真顯示，變壓比的快速變化導致輸出濾波器中的振鈴，如輸出電壓和扼流圈電流中所示。還可注意到，輸出電壓范圍已從利用恒定比4:1的[7.125, 14.25]V減小為具有切換比3:1或4:1的范圍[9.5, 14.25]V。

隨著變壓比的平穩(wěn)變化，振鈴可減小。為此，圖8用圖來示意性地示出用于圖5的驅動器和控制電路布置的備選控制方案。

控制器16配置成：當監(jiān)測的輸入電壓V_in增加到大于第一閾值電壓V_H時，控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁進行切換以便在時間段T_change期間將占空比從標稱占空比D_nom變?yōu)檩^低占空比D_low，同時停留在第二操作狀態(tài)中；并且在時間段T_change的末端，控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁進行切換以便同時將占空比變回到標稱占空比D_nom并且將操作狀態(tài)從第二操作狀態(tài)變?yōu)榈谝徊僮鳡顟B(tài)。

當輸入電壓朝向第二閾值電壓V_L減小時，相反方向的過程被鏡像進行。

因此，控制器16配置成：當監(jiān)測的輸入電壓降低至小于第二閾值電壓V_L時，控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁進行切換以便同時將占空比從標稱占空比D_nom變?yōu)檩^低占空比D_low并且將操作狀態(tài)從第一操作狀態(tài)變回到第二操作狀態(tài)，并且此后控制可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁進行切換以便在時間段T_change期間將占空比變回到標稱占空比D_nom。

時間段T_change可介于約0.1與10ms之間，優(yōu)選介于約0.2與5ms之間，更優(yōu)選介于約0.5與2ms之間，并且最優(yōu)選為約1ms，而與改變操作狀態(tài)同時進行的占空比的變化是瞬間的。

為了獲得變壓比的平穩(wěn)變化，較低占空比D_low乘以第二操作狀態(tài)的變壓比n₂應當至少近似地等于標稱占空比D_nom乘以第一操作狀態(tài)的變壓比n₁：

圖9a-e用相應的圖來示意性地示出在利用圖8中示出的控制方案的仿真操作期間，圖3的轉換器的輸入電壓、變壓比、輸出電壓、扼流圈電流和占空比。除了將時間段T_change設置為0.5ms之外，該仿真還使用與上文公開的參數(shù)相同的參數(shù)。

可觀察到，已幾乎消除了輸出電壓振鈴，并且電流振鈴從幾乎200A向下減小為50A峰值。還可注意到，當占空比減小時，電流波紋增加。

應明白，響應于輸入電壓來接通和斷開初級繞組部分以便獲得更穩(wěn)定的輸出電壓的概念可擴展至任何數(shù)量的初級繞組部分，并且因此擴展至具有不同變壓比的操作狀態(tài)。

圖10用電路圖來示意性地示出可在圖1的開關模式電源中使用的轉換器的備選實施例。

初級繞組X₁包括第一繞組部分n_p1、第二繞組部分n_p2和第三繞組部分n_p3，并且基于開關的電路101包括能夠在第一操作狀態(tài)、第二操作狀態(tài)和第三操作狀態(tài)之間切換的可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁、Q₂₂、Q₃₂，其中在第一操作狀態(tài)，輸入電壓V_in只連接在第一繞組部分n_p1上，在第二操作狀態(tài)，輸入電壓V_in只連接在第一n_p1和第二n_p2繞組部分上，并且在第三操作狀態(tài)，輸入電壓V_in連接在第一n_p1、第二n_p2和第三n_p3繞組部分上，從而使得能夠在三種不同的變壓比之間切換。

可控開關Q₁₁、Q₄₁、Q₁₂、Q₄₂、Q₂₁、Q₃₁、Q₂₂、Q₃₂布置在四個分支中，其中所述四個分支的每一個分支中有兩個開關，其中每一個分支與輸入電壓V_in并聯(lián)連接，并且分支中的第一分支的開關Q₁₁、Q₄₁之間的點連接至初級繞組X₁的一端，分支中的第二分支的開關Q₂₁、Q₃₁之間的點連接至初級繞組X₁的相反端，分支中的第三分支的開關Q₁₂、Q₄₂之間的點連接至初級繞組X₁的分離第一n_p1和第二n_p2繞組部分的點，并且分支中的第四分支的開關Q₂₂、Q₃₂之間的點連接至初級繞組X₁的分離第二n_p2和第三n_p3繞組部分的點。

應進一步明白，除了上文公開的具有同步整流的全橋中心抽頭次級側變壓器以外，響應于輸入電壓來接通和斷開初級繞組部分的概念還可適用于各種各樣的SMPS拓撲。這樣的拓撲包括但不限于：初級側上的半橋和基于推-拉的電路，以及次級側上的單繞組和二極管整流電路。該概念可在初級側電路、次級側電路和整流類型的任何組合中使用。

圖11用電路圖來示意性地示出轉換器的示例實施例，該轉換器可在圖1的開關模式電源中使用，并且該轉換器基于初級側上的基于推-拉的電路111以及具有全波二極管整流的單繞組次級側電路。

采用的SMPS的控制可利用模擬或數(shù)字電子設備來實現(xiàn)?？刂破骺刹贾迷谵D換器的初級或次級側上，優(yōu)選布置在初級側上。

圖12是用于操作轉換器（諸如圖3的轉換器）的方法的實施例的示意性流程圖。根據(jù)該方法，在步驟121，監(jiān)測輸入電壓，并且在步驟122，響應于監(jiān)測的輸入電壓，在第一和第二操作狀態(tài)之間切換可控開關。

圖12的實施例可修改成包括根據(jù)上文參考圖6和圖8公開的任何控制方案、方法和/或步驟來切換開關。

本領域技術人員應明白，本文中公開的實施例只是示例實施例，并且任何細節(jié)和措施都僅僅作為示例給出。