專利名稱：一種用于功率因數(shù)校正的單周期pwm調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及電能變換裝置的交流-直流變換器領(lǐng)域，具體涉及ー種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器。
背景技術(shù)：
伴隨著電カ電子技術(shù)的廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)諧波污染的危害越來越引起人們的關(guān)注，對電能變換裝置的輸入功率因數(shù)(PF)及輸入電流總諧波失真(THD)的要求也越來越高。因此，用電設(shè)備的功率因數(shù)校正技術(shù)一直是業(yè)界十分關(guān)注的課題。單周期技術(shù)是ー種90年代發(fā)展起來的非線性大信號PWM控制技木，其通過控制開關(guān)的占空比，使得每ー個(gè)開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值正比于控制參考量。將單周期控制技術(shù)應(yīng)用于功率因數(shù)校正，有著很 多相對于傳統(tǒng)控制技術(shù)的優(yōu)勢，這種控制方法取消了傳統(tǒng)控制方法中的乘法器，使得控制電路簡潔、動態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)定性好易于實(shí)現(xiàn)，是ー種很好的控制方法。參考圖1，單相功率因數(shù)校正的單周期控制方程為AsXIin = VniX (1-d)，式中民為輸入電流取樣電阻，Iin為輸入電流，Vm為經(jīng)放大后的誤差信號，d為控制開關(guān)的占空比，公式右邊的部分的功能為PWM調(diào)制器?，F(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案為輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入誤差放大器，誤差放大器的輸出作為積分器的輸入同時(shí)送入減法器；復(fù)位時(shí)鐘脈沖信號送入積分器的復(fù)位端同時(shí)送入RS觸發(fā)器的S端，積分器及復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；減法器的輸出送入比較器與公式左邊的控制參考量相比較，比較器的輸出送入RS觸發(fā)器的R端，由RS觸發(fā)器的Q端得到所需的PWM輸出，其工作原理示意框圖請參見圖2。針對該現(xiàn)有實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行分析，由該方案的電路可見，該電路的積分器在ー個(gè)時(shí)鐘周期積分電壓的最大值，即鋸齒波的最大值必須與誤差放大器的輸出Vm的值嚴(yán)格相等，這樣才能當(dāng)占空比d取值為0到I吋，(1-d)的值為I到0，否則就不能正確的實(shí)現(xiàn)公式右側(cè)PWM調(diào)制器的功能。這就要求現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路的工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)完全配套，也就是說，工作時(shí)鐘ー變，積分器的積分參數(shù)必須跟著變，否則就會產(chǎn)生運(yùn)算誤差甚至錯(cuò)誤的結(jié)果，這就使得功率因數(shù)校正的效果大受影響。且在實(shí)際應(yīng)用中，積分器的積分參數(shù)是由積分電阻及積分電容決定的，由于元器件的溫度特性因素，工作頻率與積分參數(shù)都會存在漂移，不可能完全配套。退一步講，即使不考慮溫度特性的影響及變換工作頻率的不便，僅細(xì)調(diào)積分器輸出的最大值與積分器輸入電壓嚴(yán)格相等，就十分麻煩及費(fèi)時(shí)，因而必然會影響該技術(shù)的有效應(yīng)用。

實(shí)用新型內(nèi)容為了解決現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器存在的問題，即因其工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)配套以及元器件的溫度特性因素帶來的不利影響，而導(dǎo)致功率因數(shù)校正的效果大受影響的缺陷，本實(shí)用新型提出一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器。[0006]一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器和比較器，誤差放大器的兩輸入端接收參考基準(zhǔn)電壓和采樣電壓，誤差放大器的輸出端連接積分器的輸入端，積分器的輸出端連接反相放大器的反相輸入端，反相放大器的輸出端連接比較器的輸入端，比較器的輸出端輸出脈沖寬度調(diào)制波，復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器的輸出端連接積分器的復(fù)位端，其特征在干，PWM調(diào)制器還包括低通濾波器，所述低通濾波器的輸入端連接所述積分器的輸出端，所述低通濾波器的輸出端連接所述反相放大器的同相輸入端。進(jìn)ー步地，還包括RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的R端連接比較器的輸出端，RS觸發(fā)器的S端連接復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器的輸出端，RS觸發(fā)器的Q端輸出脈沖寬度調(diào)制波。進(jìn)ー步地，所述低通濾波器的通帶截止頻率為時(shí)鐘信號發(fā)生器的工作頻率的 1/120 1/80，所述低通濾波器的通帶增益為1±0. 02倍。 進(jìn)ー步地，所述低通濾波器為ニ階低通濾波器。進(jìn)ー步地，所述積分器的積分電容串聯(lián)有電阻。進(jìn)ー步地，所述反相放大器的增益為1±0.02倍。本實(shí)用新型的技術(shù)效果體現(xiàn)在本實(shí)用新型提出ー種單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，通過低通濾波器得到本實(shí)用新型方案所需的參考電平，并通過波形運(yùn)算，來得到本實(shí)用新型方案PWM調(diào)制器所需的鋸齒波，使得單周期控制方程等號右邊的PWM調(diào)制器可工作于所需的任何頻率，而無需顧及積分器積分參數(shù)的配套，同時(shí)完全消去了元器件溫度特性的影響，有效地克服了現(xiàn)有實(shí)現(xiàn)方案的缺陷。

圖I為單相功率因數(shù)校正電路原理示意框圖；圖2為現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案電路原理示意框圖；圖3本實(shí)用新型提出的一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器電路原理示意框圖；圖4本實(shí)用新型提出的一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器電路另ー個(gè)等效的原理示意框圖；圖5為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路工作頻率為30kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流波形圖；圖6為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為30kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流總諧波失真(THD)圖；圖7為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為30kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流波形圖；圖8為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為30kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流總諧波失真(THD)圖；圖9為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為25kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流波形圖；圖10為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為25kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流總諧波失真(THD)圖；圖11為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為25kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流波形圖；圖12為采用本實(shí)用新型提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，工作頻率為25kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流總諧波失真(THD)圖。
具體實(shí)施方式
為解決現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案所存在的問題，首先分析一下現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，請參見圖2?，F(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案為輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)電壓一同送入誤差放大器，誤差放大器的輸出作為積分器的輸入同時(shí)送入減法器；復(fù)位時(shí)鐘脈沖信號送入積分器的復(fù)位端同時(shí)送入RS觸發(fā)器的S端，積分器及復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；減法器的輸出送入比較器與公式左邊的控制參考量相比較，比較器的輸出送入RS觸發(fā)器的R端，由RS觸發(fā)器的Q端得到現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案所需的PWM輸出。由其工作原理示意框圖2可見，該P(yáng)WM調(diào)制器的方案電路希望得到的是ー個(gè)以電壓Vm為底的負(fù)向積分幅度到0的鋸齒波，該P(yáng)WM調(diào)制器的方案電路在實(shí)際應(yīng)用中存在的問題是該方案電路的工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)完全配套，要求在積分器復(fù)位前的最后時(shí)刻，積分器的輸出電壓必須與輸入積分器的積分參考電壓嚴(yán)格相等。如果不嚴(yán)格相等，就會使該方案電路有一段時(shí)區(qū)輸出為負(fù)，或者使得該方案電路的輸出永遠(yuǎn)達(dá)不到0，也就是說現(xiàn)有單周期PWM調(diào)制器方案電路不能滿足單相單周期控制方程RsX Iin =VfflX (1-d)中的d的由0到I取值范圍，因此其功率因數(shù)校正的效果自然就大受影響，輸入電流THD會大增。在實(shí)際應(yīng)用中，由于元器件參數(shù)的溫度特性，工作頻率與積分器的積分參數(shù)都存在漂移，不可能完全配套，因而必然會影響該技術(shù)的有效應(yīng)用。為了解決上述現(xiàn)有調(diào)制器的問題，本實(shí)用新型提出一種實(shí)施方案如圖3所示，單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器由誤差放大器I、積分器2、反相放大器3、低通濾波器4、復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5及比較器7構(gòu)成，用以實(shí)現(xiàn)公式右邊部分的PWM調(diào)制器的功能。所述單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入由運(yùn)算放大器NI、電阻R1及R2構(gòu)成的誤差放大器I，誤差放大器I的輸出作為由運(yùn)算放大器N2、電阻R3、R4、積分電容C及復(fù)位用電子開關(guān)S構(gòu)成的積分器2的輸入；積分器2的輸出送入低通濾波器4，低通濾波器4為用運(yùn)算放大器構(gòu)成的ニ階低通濾波器，積分器2的輸出同時(shí)送入由運(yùn)算放大器N3、電阻R5及R6構(gòu)成的反相放大器3的反相輸入端，反相放大器3的同相輸入端與低通濾波器4的輸出端相連接，復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5為由電子元器件構(gòu)成的振蕩器實(shí)現(xiàn)，取其窄脈沖作為復(fù)位時(shí)鐘信號送入積分器2的復(fù)位端，積分器2及復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；反相放大器3的輸出送入由運(yùn)算放大器N5構(gòu)成的比較器7，與公式左邊的控制參考量相比較，電流參考量的獲取由運(yùn)算放大器N4、電阻R7及R8以及輸入電流取樣電阻Rs完成，由比較器7的輸出端得到所需的P畫輸出，請參見圖I、圖3。除了上述方案，本實(shí)用新型還提出另ー實(shí)施方案如圖4所示，本實(shí)用新型ー種單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器，由誤差放大器I、積分器2、反相放大器3、低通濾波器
4、復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5、RS觸發(fā)器6及比較器7構(gòu)成，用以實(shí)現(xiàn)公式右邊部分的PWM調(diào)制器的功能。所述單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入由運(yùn)算放大器NI、電阻R1及R2構(gòu)成的誤差放大器I，誤差放大器I的輸出作為由運(yùn)算放大器N2、電阻R3、R4、積分電容C及復(fù)位用電子開關(guān)S構(gòu)成的積分器2的輸入；積分器2的輸出送入低通濾波器4，低通濾波器4為用運(yùn)算放大器構(gòu)成的ニ階低通濾波器，積分器2的輸出同時(shí)送入由運(yùn)算放大器N3、電阻R5及R6構(gòu)成的反相放大器3的反相輸入端，反相放大器3的同相輸入端與低通濾波器4的輸出端相連接，復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5為由電子元器件構(gòu)成的振蕩器實(shí)現(xiàn)，取其窄脈沖作為復(fù)位時(shí)鐘信號送入積分器2的復(fù)位端，同時(shí)送入RS觸發(fā)器6的S端，積分器2及復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器5構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；反相放大器3的輸出送入由運(yùn)算放大器N5構(gòu)成的比較器7，與公式左邊的控制參考量相比 較，電流參考量的獲取由運(yùn)算放大器N4、電阻R7及R8以及輸入電流取樣電阻Rs完成，比較器7的輸出送入RS觸發(fā)器6的R端，由RS觸發(fā)器6的Q端得到所需的PWM輸出，請參見圖
I、圖 4。為使本實(shí)用新型的單周期功率因數(shù)校正技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方案更具實(shí)用性，本實(shí)現(xiàn)方案還通過在積分器2的積分電容上串聯(lián)小電阻的方法微調(diào)鋸齒波的平均直流電平，參見圖3、圖4中的R4，以期獲得最小電流總諧波失真(THD);低通濾波器為ニ階低通，為縮小體積，采用由運(yùn)算放大器構(gòu)成的有源低通濾波器，其通帶直流增益為I ±0. 02倍，其通帶邊界頻率為時(shí)鐘頻率的1/120 1/80 ;本實(shí)用新型所述的反相放大器的增益為1±0. 02倍。本實(shí)用新型單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)電路特征是，通過取得所述鋸齒波的平均電平作為參考電平，對該鋸齒波進(jìn)行運(yùn)算處理，即以該平均電平為運(yùn)算參考地，對該鋸齒波作反相運(yùn)算，得到一個(gè)以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到0的鋸齒波，該鋸齒波完全滿足單相單周期控制方程RsXIin = VmX (1-d)的要求，無需積分器的輸出電壓必須與積分器的輸入積分參考電壓嚴(yán)格相等的限制條件。采用本實(shí)用新型單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)電路，在任何情況下都滿足單相單周期控制方程RsX Iin=VfflX (1-d)中d的取值范圍為I至0之間的要求。從而很好地解決了現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路的缺陷，使工作頻率與積分參數(shù)不直接相關(guān)，并完全消除了元器件溫度特性的影響，使得該技術(shù)可能得到廣泛有效的應(yīng)用。圖5至圖8為應(yīng)用本實(shí)用新型單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，在工作頻率為30kHZ、輸入電感為2mH時(shí)輸出為3000W及1500 時(shí)的輸入電流波形圖及其總諧波失真圖。在輸出為3000W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)小于2%，在輸出為1500W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)小于3%。圖9至圖12為應(yīng)用本實(shí)用新型單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，在不變更決定積分參數(shù)的元件R4及C的條件下，請參見圖3，工作頻率為變更為25kHZ、輸入電感為2mH時(shí)輸出為3000W及1500 時(shí)的輸入電流波形圖及其總諧波失真圖。在輸出為3000W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)同樣小于2%，在輸出為1500W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)3%左右。可見工作頻率的變化，對其性能幾乎不產(chǎn)生影響，結(jié)果證明本實(shí)用新型單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案完全達(dá)到預(yù)期的目的。 以上說明僅為本實(shí)用新型的優(yōu)選方案，且可以很方便地移植 應(yīng)用于三相功率因數(shù)校正單周期控制PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本實(shí)用新型技術(shù)原理的條件下，還可以作出若干改進(jìn)及修飾，這些改進(jìn)及修飾也應(yīng)該視為本實(shí)用新型的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求1.一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器和比較器，誤差放大器的兩輸入端接收參考基準(zhǔn)電壓和采樣電壓，誤差放大器的輸出端連接積分器的輸入端，積分器的輸出端連接反相放大器的反相輸入端，反相放大器的輸出端連接比較器的輸入端，比較器的輸出端輸出脈沖寬度調(diào)制波，復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器的輸出端連接積分器的復(fù)位端，其特征在干，PWM調(diào)制器還包括低通濾波器，所述低通濾波器的輸入端連接所述積分器的輸出端，所述低通濾波器的輸出端連接所述反相放大器的同相輸入端。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，還包括RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的R端連接比較器的輸出端，RS觸發(fā)器的S端連接復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器的輸出端，RS觸發(fā)器的Q端輸出脈沖寬度調(diào)制波。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述低通濾波器的通帶截止頻率為時(shí)鐘信號發(fā)生器的工作頻率的1/120 1/80，所述低通濾波器的通帶增益為1±0. 02倍。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器，其特征在于，所述低通濾波器為ニ階低通濾波器。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述積分器的積分電容串聯(lián)有電阻。
6.根據(jù)權(quán)利要求I至4任意之一所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述反相放大器的增益為1±0. 02倍。
專利摘要本實(shí)用新型提供一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號發(fā)生器、比較器和低通濾波器，所述低通濾波器的輸入端連接所述積分器的輸出端，所述低通濾波器的輸出端連接所述反相放大器的同相輸入端。本實(shí)用新型采用鋸齒波電壓的平均電平為參考電平，使得PWM調(diào)制器可工作于所需的任何頻率，而無需顧及積分器積分參數(shù)的配套，同時(shí)完全消去了元器件溫度特性的影響。
文檔編號H02M1/42GK202663289SQ20122013462
公開日2013年1月9日 申請日期2012年4月1日 優(yōu)先權(quán)日2012年4月1日
發(fā)明者張黎明, 林杰, 謝波 申請人:武漢永力電源技術(shù)有限公司