本發(fā)明總體上涉及交流(AC)電動機速度控制領域，并且更具體地，提供了一種采用前饋轉矩控制(FFTC)的改進的速度控制器，以便在不使用用于測量轉子角位置或轉動速度的傳感器的情況下，控制一個電動機的轉矩和速度。

背景技術：
世界上所使用的兩個主要類型的交流電動機是感應電動機和永磁同步電動機(PMSM)。以低得多的數(shù)量而同樣被使用的是繞線轉子同步電動機(用于高功率)、同步磁阻電動機(用于非常惡劣的環(huán)境)以及開關磁阻電動機(成本低，但是由于機械振動而性能較差)。為了對感應電動機進行速度控制，所有需要的只是向繞組供應交流電并且改變這些交流電的頻率以改變電動機速度。對于所有其他類型的電動機來說，通常還使用一個轉子位置傳感器以使每個繞組電流的相位與轉子角度同步，從而使得施加的交流電具有正確相位以產(chǎn)生一個正轉子轉矩。這種傳感器的問題是：該傳感器耗費金錢(對于小的電動機來說，該傳感器可能比該電動機本身花費更多)，該傳感器對該電動機的運行環(huán)境有限制(該傳感器與該電動機相比脆弱得多)，該傳感器降低該電動機的可靠性，并且必須容納將該傳感器連接至控制器的額外的引線。在至少過去20年內，已經(jīng)對于開發(fā)控制方法來消除這些傳感器(尤其用于最常用的電動機(PMSM))進行了大量的研究工作。然而，盡管研究工作已經(jīng)嚴密進行了很長時間，但是僅獲得了有限的商業(yè)成功。對于具有廣泛商業(yè)用途的PMSM存在若干簡單的無傳感器控制方案。一個方案是在印刷機和復印機中廣泛使用的步進電動機。這是一種低速電動機，它通過一次將強電流注入至一個繞組中而受到控制的，該強電流迫使轉子的磁場并且因此迫使該轉子本身與由該電流所生成的場對齊。該強電流被按順序地從一個繞組移動至下一個繞組，從而通過該強電流拖拽該轉子。還有可能通過將部分電流放在兩個相鄰繞組中(稱為微步進的一種技術)而使該轉子保持在兩個步進之間。這些電動機具有大量的極，這樣使得一個步進導致該轉子僅移動一度或兩度。這種方法在較高的速度下不會奏效，因為在速度與一個機械共振相匹配時所遇到的不穩(wěn)定性以及由于來自上升的反電動勢(EMF)電壓的電流波形的畸變。還存在另一種簡單的無傳感器控制技術，該技術已經(jīng)發(fā)現(xiàn)了廣泛應用但是僅在高速下奏效。該技術用于硬盤驅動電動機和其他小的、高速電動機之中。這種技術由以下各項組成：在任何一個時刻都向這三個電動機繞組中的兩個供應電流，并且使用斷開連接的繞組來測量PMSM的反電動勢，以便確定該轉子的位置。這個位置信息然后被用于確定何時使這些電流轉動至下一組繞組。由于在低速時缺乏反電動勢，這種方法不是自啟動的，所以該電動機首先作為一個步進電動機被啟動，然后在速度增加至一個足夠的水平時被變換成反電動勢控制。對于在零速、快速逆轉時需要高轉矩的多種應用、或對用于平滑的轉矩輸出的平滑正弦電流的應用來說，以上這些方法不起作用。本領域中的研究集中在尋找適用于這些應用的無傳感器方法上。僅有的用于這些已經(jīng)獲得商業(yè)使用的應用的無傳感器控制器是以下兩種技術的一個組合，即，用于高速運行的一種技術和用于零速和低速運行的一種技術。用于高速運轉的這種技術依舊是根據(jù)反電動勢來確定轉子位置，但是卻通過以下方式導出該反電動勢，即，測量電動機的端子電壓并且減去穿過該電動機繞組電阻和電感的電壓降，從而留下該反電動勢作為余數(shù)。使用這種方法(特別是以非常低的速度)存在兩個障礙。第一，在速度范圍的低端時，以最小延遲時間感測并且過濾這些電動機的端子電壓和電流以提取轉子速度和位置是非常困難的，并且第二，電動機電阻隨著電動機溫度而改變，從而使得獲得該電動機電阻的準確值非常困難。最近對這種類型的無傳感器控制的研究集中在解決這兩個問題上。用于低速運轉的技術通過測量繞組電感上的變化來確定該轉子位置的，這種測量繞組電感上的變化通常是通過在該電動機運轉時將一個高頻測試電流注入至這些繞組之中。不幸的是，這需要一個專門設計的電動機，在該電動機中，繞組電感以一種可預測的方式隨著轉子位置發(fā)生改變。許多研究開始接受的是對于這種妥協(xié)來說是不存在替代方案的。對于包括直接驅動的洗滌機電動機的許多應用來說，由于這種類型的電動機更高的成本和設計限制而不可能使用它們。貫穿本說明書，術語‘低速’是指電動機速度足夠低，以使得對該電動機的固有共振的阻尼主要受到電動機電阻的影響。這些電動機速度典型地被認為是低于如在轉子軸上所測量的固有共振頻率的一半的速度。術語‘高速’是指電動機速度足夠高，以使得對該電動機的固有共振的阻尼主要受到電動機速度與負載轉矩上的變化的影響，并且其中電動機電阻上的變化具有很小的效果。這些電動機速度典型地被認為是高于如在該轉子軸上所測量的固有共振頻率的兩倍的速度。低速區(qū)與高速區(qū)之間的轉變是隨著在任何速度時都不會完全消除的低速效果和高速效果而漸變的。電動機的固有共振是由回復轉矩(該回復轉矩由反電動勢與施加的轉動電壓矢量的未對準產(chǎn)生)與軸慣量之間的相互作用所造成的共振。對于一個兩極電動機來說，這個共振的頻率在本文件中是被稱為ωn的固有共振頻率。術語‘低頻’和‘高頻’是指這些電動機繞組與‘低速’和‘高速’運行相對應的電壓和電流的電頻率，其中頻率是速度乘以該電動機中的極對的數(shù)目。在這些交流電動機控制器的說明和本文件中的對交流電動機控制器的實例仿真中，在不影響該方法的總體適用性的情況下，假定電動機僅具有一個極對，以便簡化對這些控制器的運行的解釋。對于單極對電動機的情況來說，頻率和速度是相同的。然而，普通技術人員將會容易地理解如何將本方法拓展至具有多個極對的電動機的情況。

技術實現(xiàn)要素：
根據(jù)一個第一方面，一種控制器被提供用于交流電動機，該控制器包括：i)一個前饋轉矩控制器，該前饋轉矩控制器根據(jù)表示一個轉矩命令輸入T*的一個信號和至少一個電動機參數(shù)直接導出施加的電動機電壓的一個轉矩相關分量；ii)一個負載模型，該負載模型導出一個電動機速度值，包括該交流電動機的一個電動機速度特性模型以便提供表示該交流電動機的該電動機速度的一個輸出信號，用以確定一個施加的電動機電壓矢量的一個轉動頻率，并且在該負載模型的一個輸入是表示該轉矩命令輸入T*的該信號的情況下，該負載模型至少在該交流電動機的包括零速的一個運行速度范圍的一部分上使用表示該轉矩命令T*的該信號來確定該電動機速度輸出信號。根據(jù)一個第二方面，提供一種控制交流電動機的方法，該方法包括：i)根據(jù)表示一個轉矩命令輸入T*的一個信號和至少一個電動機參數(shù)來直接導出施加的電動機電壓的一個轉矩相關分量；ii)通過以下方式導出一個電動機速度值，即，對該交流電動機的特性進行建模，以便提供表示該電動機速度的一個輸出信號，以用于確定一個施加的電動機電壓矢量的一個轉動頻率，并且這種建模至少在該交流電動機的、包括零速的一個運行速度范圍的一部分上使用表示該轉矩命令輸入T*的該信號作為一個輸入，以便確定該電動機速度。優(yōu)選地，在該交流電動機的整個運行速度范圍上，該負載模型將會使用表示該轉矩命令T*的該信號來確定電動機速度輸出信號。該負載模型可以包括接收一個信號的另一個輸入，該信號表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量并且用于在該交流電動機的一個運行速度范圍的至少一部分或優(yōu)選地在該交流電動機的整個該運行速度范圍上修改該負載模型的輸出信號。在一個優(yōu)選實施例中，表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的該信號是在一個校正計算器中導出的一個校正值Δiq，該校正計算器將對根據(jù)表示該轉矩命令輸入T*的該信號所導出的一個施加的轉矩電流i′q與這些電動機電流的一個測量的轉矩產(chǎn)生分量iq進行比較。一個通量電流控制器可以根據(jù)一個通量電流命令輸入來直接導出多個施加的電動機電壓的一個通量相關分量，這樣使得這些電動機電流的一個通量分量被增大，以便保持該電動機的一個轉子與一個磁場的一個方向對齊，該磁場由在零電動機速度下的并且在多個電動機速度下(在這些電動機速度時，該轉子因為電動機反電動勢的存在而不能自然地對齊)的這些電動機電流的該通量分量所產(chǎn)生。該負載模型還可以包括表示該負載的一個慣量分量的一個建模分量，由此至少在該交流電動機的包括零速的該部分的運行速度范圍上運行時，該負載模型使用表示該負載的慣量分量的該建模分量來對電動機特性進行建模并且導出表示該電動機速度的輸出信號。前饋轉矩控制器可以運行，而不使用與來自該電動機的反饋信息(或至少直接反饋信息)的比較。該前饋轉矩控制器可以使用包括以下各項的間接反饋信息：由使用表示該轉矩命令輸入T*的該信號的該負載模型所導出的一個施加的電動機速度ω′、根據(jù)表示該轉矩命令輸入T*的該信號所導出的施加的轉矩電流i′q，以及從該電動機反饋的一個測量的轉矩電流iq。所述至少一個電動機參數(shù)可以包括轉子磁鏈值λr的一個值，這個值可以是一個估計值。這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的應用值可以是通過用該轉矩命令輸入除以該轉子磁鏈值所導出的一個估計。該負載模型可以合并一個穩(wěn)定性控制分量，從而包括用于穩(wěn)定性控制的一個高速阻尼分量。該穩(wěn)定性控制分量可以包括一個調制器，該調制器通過表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個信號來調制一個施加的電動機速度信號。該負載模型可以合并一個一階負載轉矩校正分量，該一階負載轉矩校正分量通過減去與表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個信號成比例的一個信號來校正該負載模型的該轉矩命令輸入。該負載模型還可以合并一個二階負載轉矩校正分量。該控制器還可以包括一個積分器，該積分器將表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個信號作為一個輸入，并且其中該二階負載轉矩校正分量通過減去與該積分器的一個輸出成比例的一個信號來校正該負載模型的轉矩命令輸入。至少在該交流電動機的、包括零速的一個運行速度范圍的一部分上，該積分器可以包括一個直流(DC)增益，該直流增益通過修改該積分器以將其配置為一個單極低通濾波器來進行限制。該直流增益可以是作為電動機速度的一個函數(shù)來修改的，其中該直流增益隨著電動機速度的增加而增大。表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個信號可以是在一個校正計算器中導出的一個校正值，該校正計算器將根據(jù)表示該轉矩命令輸入T*的該信號所導出的該施加的轉矩電流i′q與這些電動機電流的一個測量的轉矩產(chǎn)生分量iq進行比較。該穩(wěn)定性控制分量可以在一個穩(wěn)定化路徑中包括一個濾波器，該濾波器被安排成提供改進的速度反饋穩(wěn)定性。針對該前饋區(qū)塊的計算可以是在一個轉動(dq)參考標系中實現(xiàn)的，其中所得到的dq標系電動機電壓和/或磁鏈被轉動到一個靜止參考標系上以用于一個功率轉換器的輸出一個組合的電動機方程可以被直接用于該前饋區(qū)塊中以便創(chuàng)建對于處在該靜止參考標系中的一個功率轉換器的一個輸出。該功率轉換器優(yōu)選地是一個PWM輸出模塊。用于該前饋區(qū)塊的這些計算可以不將電動機速度直接包括為一個因數(shù)。受到該控制器控制的該交流電動機優(yōu)選地是一個永磁同步電動機。該交流電動機還可以是一個感應電動機。根據(jù)一個第三方面，一種控制器被提供用于交流電動機，該控制器包括：i)一個前饋轉矩控制器，該前饋轉矩控制器根據(jù)表示一個轉矩命令輸入T*的一個信號和至少一個電動機參數(shù)來直接導出施加的電動機電壓的一個轉矩相關分量；ii)一個或多個dq到靜止參考標系轉換器區(qū)塊，該一個或多個dq到靜止參考標系轉換器區(qū)塊使一個施加的電動機電壓矢量或根據(jù)其導出該施加的電動機電壓矢量的多個矢量轉動，該施加的電動機電壓矢量引起該交流電動機的一個轉子以一個所希望的速度轉動，并且其中表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個信號被用于確定該施加的電動機電壓矢量在該交流電動機的一個運行速度范圍的至少一部分上的一個轉動頻率。根據(jù)一個第四方面，提供一種控制交流電動機的方法，該方法包括：i)根據(jù)表示一個轉矩命令輸入T*的一個信號和至少一個電動機參數(shù)來直接導出施加的電動機電壓的一個轉矩相關分量；ii)根據(jù)在電動機運行速度范圍的至少一部分上表示這些電動機電流的一個轉矩產(chǎn)生分量的一個輸入信號，確定一個施加的電動機電壓矢量的一個轉動頻率。表示該電動機電流的該轉矩產(chǎn)生分量的該信號被優(yōu)選地用于確定該施加的電動機電壓矢量在該電動機的一個全運行速度范圍上的轉動頻率。根據(jù)一個第五方面，一種控制器被提供用于交流電動機，該控制器包括：i)一個脈寬調制(PWM)驅動器，該脈寬調制驅動器接收多個多相電壓信號，并且根據(jù)這些多相電壓信號創(chuàng)建施加到該交流電動機的多個電動機繞組上的多個多相驅動電壓輸出；ii)一個輸出控制器，該輸出控制器生成這些多相電壓信號；iii)一個過調制限制區(qū)塊，該過調制限制區(qū)塊補償這些多相驅動電壓輸出的過調制效果。根據(jù)一個第六方面，提供一種控制交流電動機的方法，該方法包括：i)生成表示一個脈寬調制(PWM)驅動器的多個所希望的輸出的多個多相電壓信號；ii)修改這些多相電壓信號以限制該脈寬調制(PWM)驅動器的一個峰值輸出iii)將這些已修改多相電壓信號施加到該脈寬調制(PWM)驅動器上，從而創(chuàng)建多個多相驅動電壓輸出；并且iv)將這些多相驅動電壓輸出施加到該交流電動機的多個電動機繞組上；由此來補償這些多相驅動電壓輸出的這些過調制效果。輸出控制器可以使得多個多相磁鏈信號作為輸入，并且該過調制限制區(qū)塊可以是通過限制這些磁鏈信號的變化率來運行的?？梢詫⒖刂圃撁}寬調制(PWM)驅動器的這些多相電壓信號在重復的固定采樣時間上反饋至該調制器。該過調制限制區(qū)塊可以由以下各項組成：對所述電壓信號在每個采樣時間上在防止這些調制器信號的飽和的一個水平上進行削波，然后在下一個采樣時間上將這些原始電壓信號與這些已削波電壓信號之間的差值添加至這些電壓信號上，這種添加的方式為使得這些原始電壓信號和這些已削波的電壓信號在多個采樣時間上的積分保持大致上(總體上)相同。根據(jù)一個第七方面，一種控制器被提供用于永磁同步交流電動機，該控制器包括：i)一個輸出驅動器，該輸出驅動器接收多個多相電壓信號，并且根據(jù)這些多相電壓信號創(chuàng)建施加到該交流電動機的多個電動機繞組上的多多個相驅動電壓輸出；ii)一個輸出控制器，該輸出控制器生成這些多相電壓信號，該輸出控制器包括：a)電流輸出調節(jié)，該電流輸出調節(jié)控制著這些多相電壓以調節(jié)該輸出驅動器在這些電動機繞組的兩個正交軸線中的一個第一正交軸線上的一個輸出電流，并且至少在零速時，該輸出控制器控制該輸出電流處于足以使該電動機的一個轉子的一個磁化軸線與該第一正交軸線對齊的一個值上；并且b)輸出阻抗調節(jié)，該輸出阻抗調節(jié)至少在零速時調節(jié)該輸出驅動器在這兩個正交軸線的一個第二正交軸線上的一個輸出阻抗，這樣使得該電動機繞組阻抗和該第二正交軸線上的該輸出阻抗的總數(shù)提供了對轉子振蕩的阻尼。根據(jù)一個第八方面，提供一種控制永磁同步交流電動機的方法，該方法包括：i)通過在接收多個多相電壓信號的一個輸出驅動器中創(chuàng)建的多個多相驅動電壓輸出來驅動該交流電動機的多個電動機繞組；在一個輸出控制器中生成這些多相電壓信號，該輸出控制器至少在零速時：a)控制這些多相電壓以調節(jié)該輸出驅動器在這些電動機繞組的兩個正交軸線中的一個第一正交軸線上的一個輸出電流，該輸出控制器至少在零速時控制該輸出電流處于足以使該電動機的一個轉子的一個磁化軸線與該第一正交軸線對齊的一個值上；并且b)調節(jié)該輸出驅動器在這兩個正交軸線的一個第二正交軸線上的輸出阻抗，這樣使得該電動機繞組阻抗和該第二正交軸線上的輸出阻抗的一個總數(shù)提供了對轉子振蕩的阻尼。為達到所希望的有效繞組阻抗，一個負電感可以被添加至該輸出驅動器的一個輸出阻抗上。一個電子電阻也可以被添加至該輸出驅動器的該輸出阻抗上。優(yōu)選地，通過修改該輸出控制器來修改該輸出驅動器的輸出電阻。具體地，這種輸出電阻可以是通過以下方式來修改的，即，將電動機電流在該第二正交軸線信號輸入上的變化Δiq添加至該輸出控制器上并且通過減去ΔiqRI而修改該第二正交軸線施加的電壓vq′。在一些實施例中，RI可以是負的?？梢允褂靡粋€適合的可編程數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)該第一、第三、第五以及第七方面的控制器和該第二、第四、第六以及第八方面的這些方法。對于一個DSP實現(xiàn)方式來說，用于計算的DSP采樣周期可以是一個載波周期的一半，每個采樣時間與一個載波半周期的一個起始時間同步。也可以使用幾倍于一個半載波周期的采樣周期。可以使用正弦和余弦查詢表來實現(xiàn)dq到αβ轉換區(qū)塊。其中，在需要這些查詢表輸出的微分的情況下，這對于第n個樣本而言是通過從第n個表查值減去第n-1個表查值來在一個微分區(qū)塊中實現(xiàn)的。例如，對于因為轉矩命令上的一個步進變化所引起的、相繼的采樣值之間的大的變化使得一個微分區(qū)塊的一個輸出采樣的值可以是足夠大而引起對功率轉換器的輸出脈沖的電壓削波的情況而言，在該微分區(qū)塊之后，可以添加一個脈沖加長區(qū)塊以加長后續(xù)輸出脈沖，從而補償該削波。在一種簡單情況下，在跟隨的采樣周期中的這些脈沖的額外的脈沖長度可以等于從當前采樣周期中的脈沖長度被削波的量，由此在不改變電壓積分的情況下限制了峰值電壓。其中，一個輸出電壓還包括在微分之后添加的IR電壓降補償分量，該脈沖加長過程也可以將這個額外的電壓計算在內。補償削波的另一個方法是對于第n個脈沖計算一個已修改的脈沖電壓與已飽和的(即，實際的)脈沖電壓之間的一個差值，并且將該結果添加至第n+1個脈沖的標稱電壓上，以獲得對于第n+1個脈沖的已修改的電壓(即，附圖說明通過舉例、參照以下附圖，現(xiàn)在將對無傳感器式交流電動機控制器的實施例進行描述，在這些附圖中：圖1示意性地示出一個常規(guī)轉矩控制器；圖2示意性地示出現(xiàn)在所提出的一個前饋轉矩控制器的一個實施例；圖3示意性地將圖2的前饋轉矩控制器的結構詳細地展示成被實施而用于優(yōu)選實施例中的一個PMSM。圖4示意性地示出一個PMSM的固定軸線和旋轉軸線圖示；圖5示意性地示出一個前饋區(qū)塊的基本實現(xiàn)方式；圖6示意性地示出一個微分區(qū)塊的實現(xiàn)方式；圖7示意性地示出一種脈沖削波和加長的方法；圖8示出多個逆變器輸出空間矢量，顯示了一個六邊形限制和一個所提出的圓形限制；圖9示意性地示出施加的相位電壓的矢量飽和；圖10是一個矢量圖，顯示了u矢量、v矢量以及w矢量與α矢量和β矢量之間的關系；圖11示意性地示出一種對PWM輸入定中心的方法。圖12示意性地示出一個用于慣量負載的負載模型區(qū)塊；圖13是遲滯了角度δ的一個轉子的相位矢量圖；圖14示意性地示出一個高速準穩(wěn)態(tài)機械等效電路；圖15示意性地示出具有強制函數(shù)Δω′的一個高速機械等效電路；圖16示意性地示出合并高速阻尼的一個負載模型和穩(wěn)定性控制；圖17示意性地示出用于阻尼的一個高速機械等效電路；圖18示意性地示出一個等效電路，顯示了一個命令轉矩和一個負載擾動轉矩的效果；圖19示意性地示出具有一個準靜態(tài)的轉子的一個電動機，顯示了用于轉子共振的分析的q軸線線圈；圖20示出具有固定的d軸線電流的一個靜態(tài)開路q軸線等效電路；圖21示出該電動機在低速時的一個完全的q軸線等效電路；圖22示意性地示出具有添加的轉子阻尼電阻的一個前饋區(qū)塊；圖23示意性地示出合并有一階負載轉矩校正的一個負載模型和穩(wěn)定性控制；圖24示意性地示出帶有一階負載校正的在高速時的一個準穩(wěn)態(tài)機械等效阻尼電路；圖25示意性地示出帶有一階負載校正的在低速時的一個準穩(wěn)態(tài)q軸線等效阻尼電路；圖26示意性地示出一個d軸線積分電流補償器；圖27示意性地示出合并有二階負載轉矩校正的一個負載模型和穩(wěn)定性控制；圖28示意性地示出具有對二階直流增益的一種可變限制的一個負載模型和穩(wěn)定性控制；圖29示意性地示出具有所添加的負電感的一個前饋區(qū)塊；圖30示意性地示出負電感控制回路的一個電路；圖31示意性地示出具有速度調節(jié)器的一個完整系統(tǒng)；圖32示意性地示出一個速度回路實現(xiàn)方式；圖33示意性地示出一個負載模型加穩(wěn)定性控制區(qū)塊，該區(qū)塊在穩(wěn)定化路徑中具有一個濾波器以用于改進的速度反饋穩(wěn)定性；圖34示意性地示出一個常規(guī)位置回路結構；圖35示意性地示出一個PDF位置回路結構；圖36示意性地示出一個雙比例位置回路結構；圖37示出一個伺服驅動Simulink模型；圖38示出PMSM和負載的一個Simulink模型；圖39示出速度控制器的一個Simulink模型；圖40示出用于一個示例電動機的零速阻尼的一個等效電路；圖41圖示地示出一個1伏特步進輸入的一個貫通的電流Lp；圖42圖示地示出來自仿真的一個伺服速度響應；圖43圖示地示出來自仿真的一個伺服轉矩響應；圖44圖示地示出來自仿真的一個伺服相位誤差；圖45圖示地示出來自仿真的伺服電流波形；圖46圖示地示出具有轉矩擾動和初始轉子位置誤差的一個伺服速度響應；圖47圖示地示出具有轉矩擾動和初始轉子位置誤差的一個伺服轉矩響應；圖48圖示地示出具有轉矩擾動和初始轉子位置誤差的一個伺服相位誤差；圖49圖示地示出具有轉矩擾動和初始轉子位置誤差的dq參考標系中的電流；圖50圖示地示出具有20％轉子通量誤差的一個伺服速度響應；圖51圖示地示出具有20％轉子通量誤差的一個伺服轉矩響應；圖52圖示地示出具有20％轉子通量誤差的一個伺服相位響應；圖53圖示地示出具有20％轉子通量誤差的dq標系中的電流波形；圖54圖示地示出來自仿真的一個洗滌器電動機驅動速度響應；圖55圖示地示出來自仿真的一個洗滌器電動機驅動轉矩響應；圖56圖示地示出來自仿真的一個洗滌器電動機驅動相位誤差；圖57圖示地示出來自仿真的一個洗滌器電動機的驅動電流波形；圖58圖示地示出在電動機電阻變化30％的一個洗滌器電動機驅動速度響應；圖59圖示地示出具有20％負載誤差的一個伺服響應；圖60圖示地示出具有20％負載誤差的一個轉矩響應；圖61圖示地示出具有20％負載誤差的一個相位誤差繪圖；圖62圖示地示出具有20％負載誤差的電流波形；圖63示意性地示出用于FFTC的感應電動機等效電路；圖64示意性地示出用于生成所施加的通量和d軸線瞬態(tài)電流的感應電動機控制系統(tǒng)；并且圖65示意性地示出一個感應電動機的一個完整系統(tǒng)。具體實施方式前饋轉矩控制(FFTC)是用于PMSM的無傳感器控制的一種新技術，該新技術以一種不同的方式著手處理前述研究的無傳感器控制問題。除了步進電動機之外，所有前述方法都基于估計轉子位置電動機端子測量而不是直接地對其進行測量。FFTC使用這個過程的逆轉。FFTC以所需要的電動機轉矩啟動，然后根據(jù)一個負載模型計算想要的電動機位置并且根據(jù)該電動機的一個逆轉模型(該電動機的逆轉模型將電動機電流轉換成電壓而不是將電壓轉換成電流)計算出所需要的電動機電壓。施加到該電動機的轉子位置與實際轉子位置之間的誤差的校正是在于，在高速時通過使用電動機電流上的誤差來校正這個負載模型，而在低速時通過與步進電動機類似地以正確的相序增加電動機電流來對該轉子位置進行鎖定。標準速度和位置反饋回路被容易地應用于該前饋轉矩控制器上，以用于對速度或位置進行控制。FFTC提供超過當前正在使用的無傳感器控制技術的以下許多優(yōu)點：●FFTC的實施例僅需要一種方法來在全速度范圍(包括快速逆轉和負載下的零速運行)上運行?！馞FTC不需要任何專門設計的電動機。可以設計對于直接驅動洗滌器電動機來說是理想的多個實施例。●現(xiàn)有方法使用高帶寬電流反饋回路，這需要高的計算能力。FFTC實施例可以使用非常低帶寬電流反饋回路，從而大大地減少了所需要的硬件計算資源。●可以避免根據(jù)電動機端子電壓和電流來提取轉子速度和位置信息的問題。●可以避免在變化的電動機溫度的情況下估計電動機電阻的問題。FFTC的實施例不需要對電動機電阻的準確知曉就可以運行?！瘳F(xiàn)有方法使用反饋轉矩控制，從而導致了一種延遲的轉矩響應。FFTC的轉矩響應可能是即時的，從而允許用于伺服應用的快得多的響應時間。FFTC不僅可適用于PMSM。它還可以應用于所有其他交流電動機，包括感應電動機。對于電動機的快速動態(tài)控制來說，驅動控制方案通常如應用所需要的具有由反饋速度和位置控制器所環(huán)繞的一個快速的內部轉矩或電流控制器。該內部轉矩控制器通常是一種反饋類型的。電動機轉矩或轉矩生成的電流被直接或間接地測量，然后與一個參考轉矩或電流進行比較，它們的誤差然后被用于控制負責生成轉矩的施加的電動機電壓的分量。同樣需要的是一個通量控制器，該通量控制器可能是反饋或前饋的。這種控制結構已經(jīng)非常成功并且已經(jīng)幾乎普遍用于直流和交流電動機驅動器二者之中。圖1中示出用于一個交流電動機11的這種類型的一個控制器10的總體框圖。這種類型的控制器的一個特征是需要測量或估計轉子位置θ。該轉子位置用于一個電壓矢量轉子區(qū)塊13中以計算電動機通量的角度，該角度是使該輸出電壓矢量轉動與該通量處于同步所需要的。該轉子位置θ還用于一個電流矢量旋轉器區(qū)塊14中，以便將所測量的反饋電流iu、iv、iw轉換成場和轉矩電流值id、iq。該轉矩電流iq被饋送至一個轉矩控制器區(qū)塊16，該轉矩控制器區(qū)塊還取得一個表示轉矩命令輸入T*的信號并且生成一個轉矩電壓矢量vT，該轉矩電壓矢量可能含有電壓在d軸線和q軸線二者上的分量。場電流id被反饋至一個通量控制器區(qū)塊17，該通量控制器區(qū)塊還取得一個通量命令輸入λ*(該通量命令輸入可以被電動機電流命令的一個通量分量取代)，并且生成一個通量電壓矢量vF。該轉矩電壓矢量vT和通量電壓矢量vF相加并且被用作電壓矢量旋轉器13的輸入以生成輸出電壓矢量。對于一個具有轉子角度傳感器的同步電動機來說，該通量角度僅是該轉子角度θ乘以極對數(shù)目。對于一個感應電動機來說，該通量角度通常是根據(jù)所測量的轉子速度和轉差頻率的一個估計來間接地確定的。對于對電動機的無傳感器控制來說，必須根據(jù)這些電動機電壓和電流來估計該通量角度。在此使用以下命名法：*、′、～指示命令值、采用值、估計值的上標T電動機電轉矩TL負載轉矩θ轉子角度，在d軸線與固定的α繞組軸線之間的是逆時針的λr轉子磁鏈(基礎分量的幅值)ω轉子速度，單位是弧度每秒R定子相電阻L定子相電感J電動機加負載慣量ωn電動機和負載在高速時的固有共振(振蕩)頻率Rn電動機和負載的固有阻抗id電動機電流的d軸線分量Δidid-i′d：電動機電流誤差的d軸線分量iq電動機電流的q軸線分量Δiqiq-i′q：電動機電流誤差的q軸線分量vα用于兩相電動機的α相電動機電壓vβ用于兩相電動機的β相電動機電壓vuu相電動機電壓vvv相電動機電壓vww相電動機電壓VDC逆變器直流總線電壓p微分算子RT在低速時的總的有效串聯(lián)q軸線電阻TM負載轉矩極限id0在零速時的電動機電流的d軸線分量KH高速穩(wěn)定性補償增益常數(shù)ωH穩(wěn)定性控制路徑中的濾波器滾降頻率K1轉矩擾動補償器一階增益常數(shù)K2轉矩擾動補償器二階增益常數(shù)K3轉矩擾動補償器二階直流增益常數(shù)KωI速度反饋控制器積分增益KωP速度反饋控制器比例增益Kωf正規(guī)化至ωn的速度反饋控制器固有頻率Kωd速度反饋控制器阻尼因子RI所增加的逆變器生成的輸出電阻LN所增加的逆變器生成的負電感ωr感應電動機轉子轉動頻率ωe感應電動機通量轉動頻率ωs感應電動機轉差頻率Ll感應電動機總漏感Lm感應電動機磁化電感Rs感應電動機定子電阻Rr感應電動機的參考定子的轉子電阻idm感應電動機d軸線電流的磁化分量idt感應電動機d軸線電流的由于一個變化的通量幅值的瞬態(tài)分量eα帶有轉子通量取向控制的感應電動機α相等效反電動勢eβ帶有轉子通量取向控制的感應電動機β相等效反電動勢KλI感應電動機轉子通量幅值比例積分控制器的積分增益KλP感應電動機轉子通量幅值比例積分控制器的比例增益圖1的控制器上的一種變化是直接轉矩控制方法。以這種方法，電動機轉矩和通量是直接根據(jù)所測量的電動機電流和通量位置的估計來計算的而無需一個電流矢量旋轉器。這些轉矩和通量控制器然后使用這些直接數(shù)值而不是id和iq電流。同樣，這些轉矩和通量控制器是直接而無需使用脈寬調制(PWM)地確定應用至該電動機上的這些電壓矢量的磁滯控制器。已經(jīng)證明，在將一個常規(guī)轉矩控制器用于一個永磁同步電動機(PMSM)時，在沒有一個轉子位置傳感器的情況下估計轉子位置是特別困難的?，F(xiàn)在還沒有設計出會對于所有PMSM類型以所有速度都奏效的普遍方法。至今已經(jīng)設計出的多種不同方法匯總如下。對于具有轉子凸極性的一個永磁電動機(如一個內部永磁電動機)來說，通過借助注入一個高頻或脈沖測試電流而直接地測量空間電感變化，有可能確定轉子角度。已經(jīng)有一些商業(yè)成功的一種這樣的系統(tǒng)是INFORM方法。這類方法中迄今為止的最先進的一個是橢球模式高頻注入方法。通過直接地測量電感的空間角變化率，這種方法獲得了其高性能。對于沒有凸極性的永磁電動機來說，確定轉子角度的唯一可供使用的方法是通過使用一種估計方法，該估計方法使用了電動機反電動勢。已經(jīng)設計出這種類型的許多不同的估計器。這些方法的問題在于：處于非常低的電動機速度時，反電動勢太小以致不能被測量出來，并且處于零速時，反電動勢根本就不存在。因此，一個反電動勢感測方法僅可以被用于不需要在零速度和低電動機速度上運行的應用之中。在這類應用中，電動機通常通過將一個電流矢量注入至這些繞組中來啟動，然后使矢量的相位在空間上轉動以拖拽轉子旋轉。一旦獲得足夠的速度，控制器切換至反電動勢感測模式。在現(xiàn)在所提出的無傳感器式交流電動機控制器中，并不是嘗試解決常規(guī)轉矩控制器中所固有的位置估計問題，而是引進不需要知曉轉子位置就可以運行的一種全新的轉矩控制器結構。這種新結構稱為前饋轉矩控制。圖2中示出一個框圖，該框圖示出該新結構如何可以應用于一個交流電動機。在這種新結構中，轉矩電壓矢量vT是使用這些電動機參數(shù)和電動機通量的估計值，直接從一個轉矩前饋控制器21中的轉矩命令計算出的。同樣使用一個負載模型22根據(jù)轉矩命令找到施加的轉子速度ω′r(通量角度計算器23根據(jù)施加的轉子速度計算施加的通量角度θ′)。對于同步電機來說，施加的通量角度θ′就是施加的轉子速度ω′r的積分，但是對于感應電動機來說，必須為轉子轉差率添加一個校正。負載模型22通過以下方式被針對誤差和未知擾動進行校正，即，通過轉矩產(chǎn)生電流iq的反饋并且使該轉矩產(chǎn)生電流與根據(jù)表示命令轉矩的信號T*(圖2中未示出)計算出的預期的電流相比較。這個方案致使轉矩誤差是通過改變加速度的速率而不是通過改變電動機電壓(如將會出現(xiàn)在傳統(tǒng)轉矩反饋方案中)來被校正的。主要是通過在該電動機中由所得的轉矩產(chǎn)生電流iq上的變化所產(chǎn)生的自動回復轉矩來校正通量角度上的誤差。為防止歸因于回復轉矩與轉子慣量的相互作用的轉子速度振蕩(轉子擺動)，一些形式的穩(wěn)定性控制同樣應當添加至負載模型22。使用這種新的轉矩控制結構允許在所有速度下對電動機進行動態(tài)控制。另外，移除了對于通過一個常規(guī)反饋轉矩控制回路、尤其是通過采樣數(shù)據(jù)DSP控制硬件而引入的表示命令轉矩T*的信號上的變化的慢響應時間。電動機轉矩上的對命令轉矩上的一個變化的變化響應時間通常僅為一個采樣周期。這種新結構的一個重要特征在于：在所有速度上都自動地使得轉子速度和位置的接近的近似值可供外部反饋回路使用。同樣，這種新結構對于硬件要求低得多，其中所需要的電流反饋信號的帶寬典型地小于100Hz。這是反饋電流被用于校正負載模型的結果，該負載模型僅涉及機械時間常數(shù)而不涉及與常規(guī)反饋轉矩控制器相關聯(lián)的電學時間常數(shù)。在下文中所提出的是用于一個非凸永磁同步電動機的前饋轉矩控制的一個實現(xiàn)方式的一個詳細實例。這種控制系統(tǒng)的結構被說明為應用到這種類型的電動機上，這種說明包括詳細描述和分析以及仿真結果。用于PMSM的前饋轉矩控制的結構圖3中示出適于驅動一個非凸PMSM的一種前饋轉矩控制結構。在這種安排中，圖2的轉矩前饋控制器21、通量控制器17以及電壓矢量旋轉器13被組合成這種到伏特轉換區(qū)塊31的前饋id、iq。所發(fā)現(xiàn)的是將這些功能組合在這一個區(qū)塊中會大大地簡化所需要的算法。通量是通過轉子永磁磁體固定的，所以用直軸電流命令代替了通量命令λ*。同樣，通過將表示轉矩命令值T*的信號除以除法器35中的轉子磁鏈的估計值，該表示轉矩命令值的信號被轉換成施加的交軸電流i′q。在加法器36中作為施加的交軸電流i′q與轉矩電流iq之間的差值而被生成的轉矩產(chǎn)生電流上的誤差Δiq被用于針對未預測到的負載擾動來校正負載模型22以及針對施加的轉子位置θ′與實際轉子位置θ之間的誤差進行校正。注意：dq軸線是指實際上是這些施加的dq軸線并且不是電動機的轉子的真實dq軸線。在控制器正確地運行時，二者之間的角度誤差被最小化。d軸線電流的準確度可以通過在前饋區(qū)塊之前，使用如圖3中的虛線所示的反饋來修改施加的d軸線電流i′d而得以提高。從電流矢量旋轉器區(qū)塊14所獲得的測量的場電流id與直軸電流命令之間的差值Δid可以在加法器32中計算出、并且在積分控制器區(qū)塊33中放大和積分以便計算一個校正值，在加法器34中從直軸電流命令減去該校正值以便生成用于電流電壓變換器31的施加的直軸電流值i′d。在使用僅開路前饋控制非常難以精密地設置輸出電流時(尤其對于具有非常低的繞組電阻的一個電動機)，這在處于零速或接近零速時特別有用。取代根據(jù)反電動勢或高頻注入來估計轉子速度和位置(如在用于一個無傳感器PM電動機的一種常規(guī)內部轉矩控制結構中)，是一個負載模型22被用于確定一個施加的轉子頻率ω′，該轉子頻率然后被積分(在積分器37中)以獲得一個施加的轉子位置θ′。為改進負載模型22，在加法器36中計算出的、施加的q軸線轉矩產(chǎn)生電流分量i′q與這個電流的測量值iq之間的差值Δiq可以用于校正負載模型22。通常，所使用的負載模型僅建模負載慣量，而q軸線電流誤差用于校正添加的負載轉矩。這種前饋轉矩控制方法依賴于跟蹤施加的轉子位置θ′的這種實際轉子位置θ。對于永磁同步電動機來說，在處于轉子和負載的固有振蕩頻率以上的高轉子速度時，這會自然而然地發(fā)生。轉子位置誤差上的增加引起電動機電流的q軸線分量iq的變化，從而導致一個自動回復轉矩的生成以矯正該誤差。然而，在沒有任何修改的情況下，由這種回復轉矩與轉子慣量的相互作用所引起的對振蕩的轉子阻尼是非常差的?？梢允褂靡环N方法來成功地衰減這種不穩(wěn)定性，該方法涉及用由該不穩(wěn)定性所引起的電流的q軸線分量上的偏差來對施加的轉子頻率ω′進行調制。本文件中描述了適用于對永磁同步電動機的前饋轉矩控制的這個方法的一個修改版本。在非常低的速度時，作為反電動勢的一個結果的固有回復轉矩太弱，以致不能將轉子位置鎖定至施加的轉子位置上。替代的是，在處于低速時，可以使用一種不同的機制。處于這些速度時，可以應用一個正值的直軸電動機電流id，以便根據(jù)轉子磁場和由這個電流所生成的場的相互作用來將轉子鎖定至其正確的位置之中。步進電動機正是通過這種機制進行工作的，并且正如步進電動機一樣，可以獲得良好的低速位置控制。前饋電流到電壓轉換的詳細描述和分析前饋轉換區(qū)塊生成電動機電流所需要的電動機電壓，這些電動機電流針對一個輸入施加的轉子角度θ′跟蹤輸入施加的dq軸線電流i′d和i′q。這個區(qū)塊的輸出是兩相施加的輸出電動機電壓v′α和v′β，這些兩相施加的輸出電動機電壓然后可以轉換成3相輸出電壓，以供PWM發(fā)生器使用。這個區(qū)塊的輸出是使用電動機方程將按如以下方式導出的v′α和v′β鏈接至i′d和i′q而產(chǎn)生的，即：使用圖4中所示固定αβ軸線，這些電動機電流和電壓通過以下方程相關聯(lián)：使用以下關系，將固定αβ標系電流和磁鏈轉換成圖4中所示的旋轉的dq標系：并且假定轉子通量在d軸線上對準，假設λrd＝λr并且λrq＝0，于是獲得以下方程：這個方程可以被進一步擴展至以下dq標系中熟悉的電動機電壓方程：其中：在一個常規(guī)電動機控制器中，所有計算都實現(xiàn)在dq標系中，而所得dq標系電動機電壓被轉動至用于PWM輸出的αβ標系。對于前饋電流到電壓轉換區(qū)塊來說，有可能使用同一個過程，即，首先使用方程(4)來生成在dq軸線上的施加的電動機電壓，然后使用方程(5)來轉換至該αβ標系。在此所提出的一個替代的且新穎的途徑是直接使用組合的電動機方程(3)。使用這種途徑獲得了一些有用的益處。圖5示出了使用了方程(3)的、具有適合的可編程數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)方式的前饋區(qū)塊的一個框圖。注意：如果該電動機具有一些轉子凸極性，其中d和q軸線電感相異，這可以在如圖5中所示的前饋區(qū)塊中通過使用d和q路徑各自中的電感的估計值的不同的值來說明。對于這類電動機，通常有利的是使轉子通量角失去對準以生成磁阻轉矩。將會需要對該前饋區(qū)塊的進一步改變來實現(xiàn)這種失去對準。對于一個DSP實現(xiàn)方式來說，用于多種計算的DSP采樣周期一般是載波周期的一半，每個采樣時間與一個載波半周期的開始同步化。也可以使用載波半周期的倍數(shù)作為采樣周期。dq至αβ轉換區(qū)塊常常使用正弦和余弦查詢表來實現(xiàn)。然后可以通過在每個樣本處從新表的查詢值減去先前表的查詢值來實現(xiàn)圖5中的每個微分區(qū)塊。這在圖6中以框圖形式示出。使用方程(3)的一種直接實現(xiàn)方式的一個優(yōu)點是：用于d，q到α，β轉換區(qū)塊的正弦和余弦查詢表不需要是非常準確的，因為一個樣本值上的誤差將僅會引起一個短期比例電流誤差(LΔi＝Δλ)，無論如何，該短期比例電流誤差會遠遠小于在載波感應電流波動。將這與使用方程(4)和(5)的、其中矢量是轉動作用于電壓而不是磁鏈上的一個方案進行對比。現(xiàn)在這些正弦和余弦查詢表需要是非常準確的，因為一個樣本值上的誤差會引起電流上的一個永久步進變化(LΔi＝∫Δvdt)。同樣，在前饋實現(xiàn)方式中，圖5的方案是所估計的電動機IR降電壓的直接電壓到電壓矢量轉動。因為這些所添加的電壓僅補償電動機電阻電壓降，所以用于dq到αβ轉換的這些查詢表也不需要是非常準確的。使用這種直接實現(xiàn)方式的另一個優(yōu)點是：因為這些輸出電壓v′α和v′β是磁鏈在每個PWM載波周期或半周期上的變化，所以這些電壓等于這個周期上的平均預期電壓(Δλ＝Δ∫vdt)。所得PWM脈寬因此與該周期上的平均輸出電壓成比例。已經(jīng)示出的是這在載波與輸出頻率比低時大大降低了分諧波電流。對于例如由轉矩命令上的一個步進變化所引起的、施加的磁鏈λ′α和λ′β的相繼的采樣值之間的大的變化來說，每個微分區(qū)塊的輸出采樣值可以足夠大以引起PWM輸出電壓中的削波。這將會導致在電動機上不出現(xiàn)所需要的磁鏈的變化和電流上的對應變化。為防此發(fā)生，在微分之后，可以添加一個額外的脈沖加長區(qū)塊以便在無需改變電壓積分的情況下對峰值電壓加以限制。因為輸出電壓還包括在微分之后所添加的IR電壓降補償分量，該脈沖加長過程還必須將這個額外的電壓計算在內。圖7中顯示了實現(xiàn)所需要的脈沖加長的一種適合的方法。通過對施加的輸出靜態(tài)軸線電壓v′α和v′β的矢量幅值進行削波并且將所得的誤差在下一個樣本處的添加至這些輸入中，這個脈沖加長和削波單元修改這些施加的輸出靜態(tài)軸線電壓。脈沖加長的這種方法僅是近似的。假定的是在脈沖加長過程中，施加的IR降電壓v′Rα和v′Rβ上的變化和施加的通量角度θ′上的變化不是顯著的。對于具有高繞組電阻的一個電動機來說或對于一個低采樣頻率與輸出頻率比來說，可能需要一個更復雜的脈沖加長方法。矢量飽和單元可以將[v′α，v′β]矢量削波成一個固定的幅值，因此該矢量被限制到空間矢量平面中的一個圓上。對于可共使用的逆變器輸出電壓的最大利用率來說，假定的是使用一個六開關3相逆變器，可以實現(xiàn)按一種六邊形限制的削波。圖8中示出該空間平面上的這兩種限制。圖9中示出了削波成一個圓的一個簡單的實現(xiàn)方法，這種實現(xiàn)方法避免計算矢量角。這些矢量分量的正規(guī)化是通過除以矢量幅值，然后使用該矢量幅值的已削波值來重新縮放。為減小計算負擔，不需要準確地計算出該矢量幅值。有效脈沖加長的一個替代方法是限制總磁鏈的矢量幅值的變化率。這可以在矢量在圖5中從dq參考標系轉動到αβ參考標系的之前或之后實現(xiàn)。脈寬調制根據(jù)輸出電壓信號來生成實際輸出的、脈寬調制的輸出電壓的兩種最常用的方法是空間矢量調制和三角形基波調制。在這種情況下是難以應用空間矢量的，因為施加的輸出電壓信號矢量的角度是未知的并且可能難以根據(jù)矢量分量v′Sα和v′Sβ來計算。取而代之的是，將會使用基于載波的調制。這兩種方法的性能之間存在小的差異。圖11中示出了用在如在d空間硬件上實現(xiàn)的實驗布置中的PWM過程。靜態(tài)標系輸出電壓信號v′Sα和v′Sβ首先被轉換成三相格式并且然后其中心被定在直流總線的限制內。使用方程(6)的功率轉換公式找到等效三相輸出電壓。出于清晰目的，在圖10之中圖形地顯示了u、v、w與α、β矢量之間的關系。定中心在這些直流總線限制內等效于在空間矢量調制方法中具有相等的開始和結束零矢時間。在適合的縮放比例和偏移調整之后，這些輸出電壓信號v′u、v′v和v′w可以被發(fā)送至如在大多數(shù)電動機控制DSP中所發(fā)現(xiàn)的一個硬件基波PWM發(fā)生器。盡管未在此實現(xiàn)，但是將PWM輸出電壓鉗制到正的和負的直流總線限制之一上對于最小切換損耗常常是有利的。負載模型如圖3中所示，需要一個負載模型22來根據(jù)參考轉矩T*找到施加的電動機速度ω′。對于大多數(shù)的應用來說，一個基礎慣量模型就是足夠的。這個模型假定以下轉矩與速度之間的關系，示出拉普拉斯變換：通過使用總慣量的一個估計值，這個方程被實現(xiàn)為負載模型。圖12中顯示了實施了此方程的負載模型區(qū)塊。如稍后將會示出的，在高速時，使用所測量的電動機電流的轉子通量取向q軸線分量，可以矯正由所添加的負載轉矩所引起的誤差。在低速和零速時，任何所添加的負載轉矩將會引起轉子角度上的一個誤差，該誤差可以通過設置電動機電流的一個高的d軸線分量而受到限制。在高速時的穩(wěn)定化如果僅圖12的負載模型被用于生成施加的轉子速度ω′，則該電動機將會表現(xiàn)出不穩(wěn)定性，其中實際電動機速度在施加的速度周圍振蕩。為防止這種情況，必須將電氣阻尼添加至該控制結構上。存在兩種振蕩模式，一種出現(xiàn)在高速時并且另一種出現(xiàn)在低速和零速時，并且每種模式需要一個不同的阻尼程序。在用一個固定的頻率以高速運行時PMSM的轉子速度上的振蕩是眾所周知的。J·伊藤、N·野村以及H·大澤給出了該現(xiàn)象的一個精確分析。(“用于永磁無傳感器電動機的v/f控制與無位置傳感器矢量控制之間的比較(Acomparisonbetweenv/fcontrolandposition-sensorlessvectorcontrolforthepermanentmagnetsensorlessmotor)”，程序功率換算協(xié)會(Proc.PowerConversionConf.)，2002年，第3卷，第1310-1315頁，2002年4月。)。在此，所給出的一個簡化的分析類似于由R·S.科爾比和D·W·諾沃提尼所呈現(xiàn)的。(“一種效率優(yōu)化的永磁同步電動機驅動器(Aneffiiency-optimisingpermanent-magnetsynchronousmotordrive)”，電器和電子工程師學會工業(yè)應用會刊，第24卷，第3章，第462-469頁，1988年5月/6月。)。這個分析足以用于選擇一個控制器設計中的參數(shù)?？紤]一個雙極PMSM在沒有負載下以一個高的固定的定子頻率ω并且在轉子電動勢矢量E等于施加的電壓矢量V下運行的情況。現(xiàn)在考慮由于不穩(wěn)定性引起一個電流I流動導致的的轉子角度上的一個具有δ弧度的小的微擾。在高速時，電動機電抗ωL比電動機電阻大得多并且圖13中所示的相位矢量圖適用。假定δ是非常小的，并且施加的q軸線與電壓矢量V對齊，I≈iq并且通過以下給出所得電流：通過以下給出所得到的回復轉矩T：加上電動機慣量J，所得到的簡諧運動通過以下微分方程描述：用T替換δ來作為自變量適用方程(9)：實際上，將會存在一個穩(wěn)態(tài)轉矩和q軸線電流連同振蕩轉矩和電流，因此，以上方程中的轉矩T應當用轉矩上的變化ΔT替換，從而給出如以下的描述該振蕩的微分方程：比較這個方程與一個LC調諧電路的方程：現(xiàn)在，準穩(wěn)態(tài)微分方程(12)可以由圖14的LC等效電路便利地表示。這種調諧電路仿真法是觀察該振蕩中所涉及的、不會容易地出現(xiàn)在一個數(shù)學表達式中的主系統(tǒng)蓄能狀態(tài)的一個絕佳方式。圖14中的電容器表示負載慣量和橫穿該負載慣量的電壓，如所示出的，它給出轉子速度上的準穩(wěn)態(tài)變化Δω。這個系統(tǒng)的被稱為固有頻率ωn的共振頻率是控制器的設計中的一個重要參數(shù)。通過以下方程給出該固有頻率的值：為向以上共振系統(tǒng)施用阻尼，一系列等效電阻可以被插入至該等效調諧電路之中。為此，首先，通過將一個調制頻率Δω′添加至施加的頻率上，一個強制函數(shù)被串聯(lián)地添加在將該電路之中。這在等效調諧電路中呈現(xiàn)為如圖15中所示的一個等效強制電壓。注意：在如在圖5中所實現(xiàn)的前饋區(qū)塊的情況下，當做出頻率上的一個變化時，在q軸線輸出電壓上也會出現(xiàn)一個λrΔω′的變化。在高速時，其中反電動勢比電壓上的這個變化大得多，它對q軸線電流具有小的影響。如稍后將會看出的，在低速時，反之亦然：q軸線電流主要受到這個電壓變化而不是受到施加的頻率上的變化的影響。為提供阻尼，該強制函數(shù)Δω′可以被做成與轉矩上的變化ΔT成比例，以便創(chuàng)建一個等效串聯(lián)阻尼電阻。對于一個阻尼因數(shù)ζ來說，通過以下方程給出所需要的強制函數(shù)：在實際控制器中，所測量的參數(shù)是iq而不是轉矩，因此，將ΔT變成Δiq來作為自變量，方程(15)變?yōu)椋?![CDATA[Δω′=-2ζLJΔiq---(16)]]>高速阻尼可以合并至圖3所示的負載模型區(qū)塊22之中。將方程(7)和圖12的簡單慣量負載模型與高速阻尼組合，現(xiàn)在，負載區(qū)塊實現(xiàn)方式的拉普拉斯變換方程是：其中，KH被定義為高速阻尼常數(shù)并且等于該LC阻尼因數(shù)ζ。圖16中顯示了所得到的負載模型以及穩(wěn)定性控制區(qū)塊。圖17中示出了其中加入了串聯(lián)等效阻尼電阻的圖15的阻尼電路。命令轉矩的效果可以近似地由圖18的電路來表示。經(jīng)由負載模型，轉矩命令電流源模仿轉矩前饋路徑的效果，并且轉矩電壓源的積分模仿其在轉子速度上的效果。如可以看出的，該命令轉矩上的一個變化不會激發(fā)該調諧電路來實現(xiàn)比該電動機的電氣時間常數(shù)快得多的命令轉矩響應時間。注意：只有用在控制器中的這些電動機參數(shù)匹配實際電動機參數(shù)這才為真。同樣在圖18中用陰影顯示的是一個負載轉矩擾動TL的效果在低速時的穩(wěn)定化在比固有頻率ωn小得多的速度時，高速回復轉矩消失并且必需用一個替代方法來保持轉子角度θ與施加的轉子角度θ′對齊。幸運的是，在低速上通過在d軸線上施加電流從而將該電動機變成一個步進電動機，可以應用回復轉矩。像在高速時所創(chuàng)建的回復轉矩一樣，這種回復轉矩通過與必須被阻尼的電動機慣量的相互作用而創(chuàng)建其自己的共振。這個阻尼問題在步進電動機的控制中是眾所周知的。常常是依賴機械阻尼，但是同樣已經(jīng)提出了各種電磁阻尼方法?，F(xiàn)在說明對于低速阻尼問題的一種新型控制器解決方案。為分析這些共振并且開發(fā)一種阻尼方法，將會再次使用一個電路仿真法?？紤]一個雙相、雙極PMSM，它除了負載慣量之外沒有外部負載并且具有用d和q軸線與這兩個繞組對齊的一個準靜態(tài)轉子。假定與該d軸線對齊的該繞組中的一個固定電流將該轉子鎖定至這個軸線上。圖19中示出了具有一個準靜態(tài)轉子41的電動機11的一個簡化圖，顯示了該q軸線繞組42?，F(xiàn)在考慮用于未阻尼的振蕩轉子的靜態(tài)q軸線的等效LC電路，其中該q軸線繞組開路。圖20中示出該等效LC調諧電路。該并聯(lián)電感被稱為LP以將其與繞組電感L區(qū)分開。為導出該并聯(lián)電感，考慮由固定的d軸線電流在該q軸線繞組是開路時所生成的回復轉矩的效果。當該轉子移動離開了該d軸線一個角度δ時，所得到的回復轉矩是或至一個第一近似估計值。所得到的的運動方程是：對于電路等效來說，這必須與調諧電路的微分方程相匹配，該微分方程是：通過匹配端子電壓、能量以及共振頻率，可以找到這些調諧電路分量值。該q軸線端子電壓λrdδ/dt是該電容器上的電壓，并且存儲在該電容器中的能量0.5C(λrdδ/dt)2是動能0.5Jdδ/dt，給出：匹配這些共振頻率的負二次方給出LpC＝J/(idλr)，從而給出為以下的電感器的一個值：最后，使電容器電壓λrdδ/dt等于電感器電壓Lpdip/dt，其中ip是電感器電流，然后求積分并且假定零初始狀態(tài)，發(fā)現(xiàn)轉子偏角應為：不出意料的是，隨著變量從轉矩變成電流(使用i＝λr/ΔT)并且從轉速變成電壓(使用v＝λrΔω)，為的C的值與圖15的高速等效電路中的電容相同。為完成用于準靜態(tài)轉子振蕩的q軸線等效電路，可以如圖21中所示地添加繞組電感和電阻。這個電路模型是針對沒有負載的一個靜止電動機導出的，但是該電路模型還保持大致用于帶有一個固定的轉矩負載的低速運行?？梢詮倪@個LC等效電路看出的是為了在低速時提供阻尼，該逆變器可以提供在該q軸線上的一個電阻式輸出阻抗，但是如果一個高的d軸線電流導致等效電感Lp是可與電動機繞組電感相比較的話，阻尼的水平將會受到限制。d軸線命令電流必須被設置得至少足夠高以使得拉平轉矩λrid高于實際的與負載仿真的轉矩之間的最大預期誤差。可能需要的是設置得高于這個最小值，來減小最大轉子角度誤差(例如，以用于較好的位置控制)或來減小該轉子在啟動時的平穩(wěn)時間。如果該d軸線電流被設置得太高，則與繞組電感相比，電感Lp可能過低而不足以產(chǎn)生足夠的低速阻尼，如在等效電路中可以看出的。如在本文件中稍后將會顯示的，有可能的是通過將負電感添加至逆變器生成的輸出阻抗上來改進這種情況下的阻尼。必須選擇所添加的逆變器生成的電阻，從而使得這個電阻加該繞組電阻為串聯(lián)LC調諧電路和并聯(lián)LpC調諧電路二者都提供充足的阻尼。對于在啟動時和在轉矩擾動之后的最快轉子平穩(wěn)時間來說，總的串聯(lián)電阻RT應當被設置成大致為并聯(lián)調諧電路的臨界阻尼，即對于針對轉矩擾動的最大穩(wěn)健性來說，它應當被設置成大致為該串聯(lián)調諧電路的臨界阻尼，即常常在這些設置之間做出一種折中。如果在圖16中顯示的控制器高速阻尼和方程(17)被置于低速，則來自Δiq中的一個變化的施加的速度上的一個變化Δω′自動地產(chǎn)生該q軸線端子電壓上一個相對應的為λrΔω′的變化。根據(jù)方程(16)，通過以下給出所得到的逆變器阻抗λrΔω/Δiq：其中Rn是該電動機的固有阻抗并且等于并不奇怪的是，如果忽略繞組電阻，則這就為阻尼該LC調諧電路提供了正確的電阻。通常，這個電阻加該繞組電阻是足以提供對該LpC調諧電路足夠的阻尼的，但是有時需要一個額外的逆變器生成的電阻。如果除了來自高速阻尼的該逆變器生成的電阻之外，添加一個額外的逆變器電阻RI，則總的有效繞組電阻將會是：RT＝2KHRn+R+RI(24)這種額外的以電子方式生成的電阻最好是通過將圖5中的前饋區(qū)塊修改成圖22中所示出的前饋區(qū)塊來添加的。為平衡該d和q軸線二者上的輸出阻抗，一個額外的為的電子電阻也已經(jīng)被添加至該d軸線上。這確保轉子阻尼保持相同，即使對于可能會出現(xiàn)在啟動時的該轉子角度與施加的轉子角度之間的大的偏差來說也是如此。如果該繞組電阻非常大，則可能有必要使RI為負，以便提供所需要的低速阻尼。同樣，如果電感L太大，以致不能找到該LC和LpC調諧電路二者的一個折中的有效阻尼電阻，則可能有必要修改該逆變器輸出阻抗以包括一個負的電感。必須小心地實施將電子地生成的負阻抗添加至該逆變器輸出上。這常常需要較高的電流帶寬和準確的對PWM空載時間的補償。在本文當中稍后會更全面地處理這個論題。值得注意的是，隨著施加的頻率下降至固有頻率以下，對調制該施加的頻率進行阻尼的效果迅速地減小。在零赫茲時，由于該施加的電壓為零，因此并不具有任何效果。同樣地，隨著施加的頻率上升超過該固有頻率，由于調制電壓與反電動勢的比逐漸減小，對調制該施加的電壓進行阻尼的效果也迅速地減小。這兩種阻尼方法彼此互補，以便遍及該速度范圍提供同一水平的阻尼。轉矩擾動校正至此，控制器被設計成非?？焖俚仨憫钷D矩上的變化，但是還未提供該控制器對于一個負載轉矩擾動的適當?shù)仨憫?。負載轉矩擾動未被合并至該負載模型中將會引起一個相對應的轉子角度誤差。將會存在來自用于穩(wěn)定性控制的為Δiq的反饋的一個輕微的校正，但是這個校正將會是較小的。所需要的是對于一個固定的命令轉矩來說，當該負載轉矩被改變時，所施加的加速度被改變直至慣量生成的轉矩平衡了負載轉矩中的變化，以便使得該電氣轉矩等于該命令轉矩。通過以下方程給出了所需要的加速度變化：＜0}在高轉子速度時，該命令轉矩與該電氣轉矩之間的誤差產(chǎn)生如下的一個q軸線電流誤差：ΔT＝λrΔiq(26)該負載模型可以被調整成添加對一個轉矩擾動的部分校正，這是通過將該q軸線電流誤差的積分反饋添加至施加的頻率上，從而將該負載模型和穩(wěn)定控制方程(17)拓展成：其中K1是一階負載補償增益常數(shù)。圖23中示出了該負載模型和穩(wěn)定性控制區(qū)塊的相對應的框圖。在高轉子速度時，在考慮到圖17的準穩(wěn)態(tài)機械等效阻尼電路時，這種修改的效果是添加如圖24中所示的一個串聯(lián)電容，并且圖25中示出了在低速時該q軸線等效電路上的效果。可以為K1設置的最大值受到其在轉子阻尼上的效果的限制。它的值可以通過結合其在圖21的低速阻尼等效電路中的效果來進行選擇。圖25中示出了所得到的等效電路。在這個電路中，新的一階項呈現(xiàn)為量值為1/K1的一個串聯(lián)電容C1乘以慣量電容C。這個電路是四階的，從而使得難以對分量值進行選擇。如果忽略電動機電感L，則該電路顯示的是能夠選擇一個為RT＝2KHRn+R+RI的值來大致給出用于該CLP調諧電路與該C1Lp調諧電路二者的臨界阻尼，RT必須滿足以下方程：和：這要求C1的值至少是C的值的16倍。這種系統(tǒng)在響應負載轉矩瞬態(tài)方面將會非常慢，因此，通常較好的是選擇更靠近C值的C1，其中RT被選擇為：如果L并不是比Lp小得多，那么RT可能需要進一步調整以提供對該LC1C調諧電路的足夠的阻尼。通常，需要通過圖25的低速阻尼電路的仿真來進行調整。在低速時添加以上對該q軸線電流的積分反饋控制的一個附帶好處是補償了該反饋回路中的誤差。具體地，在非常低的速度時并且在停止時，該PWM過程中的誤差(如空段電壓誤差)不會導致q軸線電流誤差。為向該控制器添加穩(wěn)健性以對抗這些電動機參數(shù)設置中的誤差并且對抗在低速時的、不能補償?shù)霓D矩擾動，可取的是在該d軸線上引進一個匹配的積分控制器。這可以被實現(xiàn)為在圖3中所示的虛線積分控制器。所需要的積分控制器具有以下s區(qū)域轉移函數(shù)：這實現(xiàn)為圖26中所示。如該q軸線上的積分反饋控制器一樣，這個控制器使該輸出d軸線電流穩(wěn)定以對抗誤差。這是尤其重要的，因為即使所估計的轉子通量上輕微的偏移也可能會另外引起該d軸線電流上的大的誤差。以上所描述的并且顯示在圖23中的一階轉矩擾動補償不能適當?shù)匦Ｕ粋€步進轉矩擾動。這樣一個擾動需要電動機在負載轉矩變化之后以一個恒定速率來加速，從而導致一個一階補償系統(tǒng)的一個固定的轉矩偏移誤差。這可以通過將一個二階項添加至方程(27)的轉移函數(shù)上來校正。于是，新的轉移函數(shù)是：這可以實現(xiàn)為圖27中所示的。在該二階積分器區(qū)塊的輸出處出現(xiàn)的負載轉矩校正ΔTm在較高速度時是由該負載模型所預測的轉矩與實際轉矩之間的誤差。有可能使用這個值來適應性地校正該負載模型以改進動態(tài)特性。在本文件中稍后描述了使用該值來適應性地校正該負載慣量的一個實例。針對該一階擾動校正項，一個匹配補償器被添加至該d軸線電流控制器上。然而，一個匹配的二階項是該d軸線控制器所不需要的并且將會難以實現(xiàn)。該二階項難以合并至圖24的高速準穩(wěn)態(tài)等效電路阻尼模型中，但是在該電路共振時，該二階項以轉矩調制注入一個180度異相的頻率調制，因此，通過增大KH來略微增大等效串聯(lián)阻尼電阻，其在阻尼上的效果可以得到補償。KH的同一增大還應當校正該二階項在低速阻尼上的效果。這個二階負載擾動反饋校正系統(tǒng)在零速時產(chǎn)生一個值得關注的難題。在未出現(xiàn)一個反電動勢的情況下，處于低速時的任何負載轉矩偏移將不會引起電動機電流的變化。因此，在iq調整成與系統(tǒng)匹配但是卻有一個未匹配的真實電動機轉矩的情況下，該系統(tǒng)在零速時有可能對任何值的T*都是穩(wěn)定的。轉子真實的d軸線將僅會對齊在與總的電流矢量角度成90度漂移減去一個轉矩平衡漂移的位置處，其中真實轉矩是不可測量的。在負載模型區(qū)塊中，在Δiq＝0并且ΔTm等于命令轉矩T*時，該系統(tǒng)將會是穩(wěn)定的。該二階區(qū)塊的輸出有效地是該控制系統(tǒng)認為該負載轉矩所是的那樣。為防止在零速時的這個多穩(wěn)態(tài)的問題，一個極可以添加至該積分器區(qū)塊I2，從而限制該積分器區(qū)塊的直流增益以迫使該積分器區(qū)塊在零速時下降至零輸出。該極在零速時是需要的，但在高速時是不需要的，所以該直流增益應當通過一個頻率相關函數(shù)而被調整以限制該極在高速時的效果。實現(xiàn)這的最簡單的方法是如圖28中所示的，在積分器周圍具有一個可變增益反饋路徑。在添加了該極的情況下，用于該負載模型和穩(wěn)定性控制區(qū)塊的轉移函數(shù)方程(32)現(xiàn)在成為：積分器I2在零速時的直流增益現(xiàn)在是1/(K3F0(ω′f))，并且因此通過固定的增益常數(shù)K3和增益函數(shù)F0(ω)來確定。該函數(shù)F0(ω)的一個適合的公式是：這個函數(shù)給出該直流增益在頻率上的一個漸增，該增益在處于固有共振頻率時加倍。其他函數(shù)可能是更好，具體取決于應用。在圖28所示的安排中，在添加穩(wěn)定項之前所獲得的轉子施加的頻率ω′的一個已過濾版本ω′f被用作該函數(shù)的自變量，但是也可能使用ω′。該直流增益常數(shù)K3的設置取決于應用。如果預期該負載轉矩在該電動機經(jīng)過零速時保持是固定的，那么K3可以被設置成一個非常低的值(＜＜1)。該控制系統(tǒng)然后在該電動機經(jīng)過零速時將會保持這個為i′q的校正值。其中這個控制設置將會是有利的一個實踐實例是一個直接驅動的洗滌器電動機，該直接驅動的洗滌器電動機在清洗周期過程中以一個恒定負載轉矩逆轉通過零速。盡管該常數(shù)可能需要被設置得接近功率首次施加時的常數(shù)，以便允許該轉子自同步到一個已知狀態(tài)上。如果該負載轉矩在零速時快速地變成零(如通過一個摩擦負載)，并且預期該電動機速度迅速地經(jīng)過零，那么K3應當被設置成1或甚至更大。K3的設置因此取決于該負載的性質和轉移經(jīng)過零速時的速度。另一種考慮是如果控制器電動機參數(shù)估計與這些實際電動機參數(shù)不匹配的話，該二階積分器的輸出將會漂移。所預期的參數(shù)誤差對K3的值施加一個較低的限制。無論如何，如果該負載的負載轉矩比頻率分布圖是固定的并且已知的，則該負載轉矩比頻率分布圖應當添加至方程(7)的慣量負載模型上，以便減少對轉矩擾動反饋補償系統(tǒng)的依賴。注意：如果不能正確地補償該負載轉矩，將會需要增大該d軸線電流的值以確保該轉子保持同步。直軸電流設置需要為這種控制器設計解決的最后的參數(shù)設置是該d軸線電流設置。在零速時，該d軸線電流設置應當被設置得至少足夠高從而使得該負載模型預測與實際轉矩之間的峰值轉矩誤差將不會引起失去同步。對于一個給定的d軸線電流設置來說，通過以下給出峰值拉平轉矩：在零速時為電流設置所選擇的值可能會高于這個值以便提供一個對誤差的容度(margin)，并且還有可能限制起動轉矩角度誤差以便在啟動時提供一種更快的動態(tài)響應。隨著速度增大并且隨著由反電動勢所產(chǎn)生的回復轉矩增長，通過用一個速度相關函數(shù)FD(ω)乘以的值，從而可以減小該值以減少IR加熱損失。通過以下給出的值：其中是在零速時的值。FD(ω)的一個適合的公式是：這與方程(34)的F0(ω)函數(shù)是相同的。它將會在速度等于固有共振頻率時使得的值減半?？赡苁褂闷渌?，具體取決于應用。在非常高的速度時，可能有必要引進一些磁場削弱以減小該峰值電動機電壓。這可以通過將設置成一個適合的負值來完成。對于洗滌機直接驅動電動機和其他成本敏感的應用來說，可能有必要在該電動機再生時的時間過程中將設置成一個高的正值。這將會引起額外的功率被轉儲至該電動機的繞組電阻中，從而防止一個凈功率流進逆變器的直流總線中，節(jié)省安裝一個直流總線能量轉儲電路的成本?？梢蕴砑右粋€負反饋控制器以根據(jù)該直流總線過電壓來調節(jié)PWM空載時間修正如果如圖23和圖26中所示的至少一階補償被用于轉矩和d軸線電流，則平均的d軸線和q軸線電流將會受到良好控制并且不會受到PWM逆變器誤差的影響，這些誤差中的最大值是由于通常為防止每個逆變器引腳中的頂部和底部晶體管同時導通而被插入的PWM空載時間的效果。盡管這種補償具有一個非常慢的響應時間并且在動力特性中可能不會出現(xiàn)PWM誤差校正嚴重退化。如果負電阻或負電感被添加至該逆變器輸出阻抗以改進動力特性的話，則使PWM逆變器誤差最小化是甚至更重要的。為獲得非常準確的空載時間校正，最佳方法是根據(jù)逆變器電壓輸出PWM轉移時間的直接測量來修改脈沖寬度。然而，這種方法需要額外的硬件并且可能不適用于一個低成本驅動器。一種替代的但是較不準確的方法是取決于每個相的PWM調制輸入的測量的電流極性，僅向這些脈沖寬度添加一個正偏置或負偏置，以便校正由被插入空載時間所產(chǎn)生的失真。這種方法可以在軟件中實現(xiàn)，從而使得該方法容易實現(xiàn)。這種方法的一個問題是在該輸出電流下降低于該PWM波紋電流的幅值時，這種方法過度補償所需要的空載時間校正，從而引起不穩(wěn)定性。對使這種效果最小化的一個簡單的修改是停止d軸線電流以防下降低于一個最小水平，該最小水平是足以提供一個偏流以將這個不穩(wěn)定性限制到一個可接受水平。參數(shù)設置和適應的參數(shù)調整前饋轉矩控制器依賴于這些電動機參數(shù)對于良好動態(tài)特性的準確的估計。可以從電動機制造商的說明書或從離線測量(在此描述了用于這些實驗的方法)中獲得這些參數(shù)值，但是它們也可以從在線測量中獲得，并且這些參數(shù)值甚至在該電動機正在運轉時被適應性地調整。通過向這些電動機繞組施加測試電壓并且測量這些電流，可以離線測量電動機電感和電阻的初值。對于該電動機電感來說，最好是對不同轉子位置時的讀數(shù)進行平均，以便將任何轉子凸極性計算在內。這些測試也可以通過使用PWM逆變器來生成這些測試電壓而在線完成。通過測量該電動機正在旋轉時的電動機開路繞組電壓和頻率，可以找到峰值轉子磁鏈的初值。因為還必須包括負載慣量，轉子慣量的初始測量可能是尤其困難的?？梢杂糜谝粋€三相電動機的一種新型離線方法是在兩相之間施加一個恒定電流，啟動該轉子的一個瞬態(tài)振動，并且通過測量未連接的相上的反電動勢波形來測量這個振動的頻率。然后電氣2極等效慣量可以使用根據(jù)運動方程(18)所導出的以下方程來計算出：其中ωosc是振動頻率，單位是弧度每秒，I是兩線間施加的電流，并且是兩線間峰值磁鏈。該施加的電流必須足夠大以產(chǎn)生足夠的回復轉矩，從而使齒槽轉矩的效果最小化并且克服任何機械阻尼。同樣重要的是，電氣角度偏差足夠小以確保適用小信號狀況通過一個前饋轉矩控制系統(tǒng)，電動機正在運轉時的參數(shù)調整是易于實現(xiàn)的。在該電動機靜止時，命令d軸線電流與所測量的d軸線電流之間的差值可以用于計算并且校正所估計的電阻上的誤差。如果使用了圖26的d軸線補償器，則通過以下給出該電動機電阻的測量值：通過針對在高速時命令電流的兩個不同的設置來比較電流i′d的這些值，可以做出對電動機電感的參數(shù)調整。根據(jù)方程(4)，通過以下給出在高速(ωL＞＞R)時和在穩(wěn)態(tài)時的電壓的q軸線分量：vq＝ωLid+ωλr(40)如果使用了圖26的d軸線補償器，則該d軸線電流誤差保持在零并且保持根據(jù)方程(40)所導出的以下關系：使用在不同的電流設置值的兩組讀數(shù)，可以將電動機電感計算如以下：其中該1和2下標指示第一和第二測量組。使用方程(41)、假定所估計的電感與真實電感相同，可以實現(xiàn)峰值轉子磁鏈的參數(shù)調整。然后真實磁鏈將會通過以下方程給出：假定該負載轉矩保持不變，則兩個不同的加速度速率之間的轉矩誤差上的差值可以用于計算并且校正在所估計的慣量上的誤差。如果使用了圖27的轉矩擾動補償器，并且轉矩誤差測量ΔTm的已過濾版本用于消除轉矩脈動，那么將會通過以下給出真實慣量：其中下標1和2指示第一和第二測量組。電動機阻抗補償以非常低的效率驅動一個高的慣量負載的電動機通常具有太高以致在低速時不能獲得充足的阻尼的一個繞組電阻。同樣，具有薄的磁體和小的氣隙以降低成本的電動機可能具有同樣太大以致不能獲得充足的低速阻尼的電感。一些電動機(如直接驅動洗滌器電動機)可能具有高電阻、高電感以及非常高的慣量負載?？赡芊浅ｋy以為這類電動機提供充足的阻尼。為這類電動機提供充足的阻尼的一種方法是在逆變器輸出上以電子方式創(chuàng)建負電阻和/或負電感。通過僅使得圖22中所示的在前饋區(qū)塊中的所添加的逆變器電阻RI為負，就容易地添加了負電阻。必須小心確?？偟碾妱訖C加逆變器電阻絕不變?yōu)樨?，否則將會導致不穩(wěn)定性。負電感可以通過將該前饋區(qū)塊修改成圖29的前饋區(qū)塊來添加，其中LN是所添加的負電感的值。然而，假設總電阻是正的，則總是穩(wěn)定提供這種負電阻的添加，這是由于由電動機的L/R時間常數(shù)所引進的低通濾波器，負電感回路必須通過添加一個單極低通濾波器而穩(wěn)定化。圖29中示出具有為ω1弧度/秒的頻率滾降的這樣的濾波器的一個可能的布局。它同樣可能更早地被放置在id電流測量路徑中，因為滾降頻率在大多數(shù)情況下過高以致不會影響前饋轉矩控制器的正常運行。圖30中示出具有適用于計算參數(shù)的拉普拉斯變換值的負電感回路的簡化電路。電阻RT是電動機和逆變器的總電阻，包括任何所添加的負電阻。通過使用基爾霍夫電壓定律，獲得以下回路方程：將常數(shù)K0重新安排并且定義為：獲得了電壓到電流轉移函數(shù)：這個系統(tǒng)的特征方程是：通過將此與用于一個帶有阻尼因數(shù)ζ和固有共振頻率ω0的二階系統(tǒng)的普遍特征方程相比較：獲得了用于阻尼和共振頻率的以下公式：ω0＝K0ω1(50)重新安排方程(51)并且完成平方：采取負平方根解決方案(因為K0＜ζ)：應當針對至少為1的一個阻尼因數(shù)設計該控制器。根據(jù)方程(46)和方程(53)，這將濾波器截止頻率限制到：可替代地，對于一個給定的濾波器截止頻率來說，最大負電感被限制到：頻率ω1的最大值并且因此可以被插入的最大負電感受到最大DSP采樣率的限制。理想地，單位為赫茲的截至頻率應該被維持到小于該采樣率的十分之一，以便避免來自采樣效果的干擾。采樣延遲補償控制器與電動機之間的PWM單元通常引進了一個采樣延遲，該采樣延遲具有該控制器與該電動機的輸出之間的一個或兩個采樣。必須補償這個延遲來獲得準確的電流誤差信號。圖31中示出了具有一個速度控制回路的該電動機和控制器的一個完整框圖，顯示了被插入補償延遲。補償延遲被插入在施加的電流信號中并且在轉動的參考標系的相中。在沒有補償(尤其是針對延遲)的情況下，因為電動機頻率達到采樣頻率，從而有可能引起不穩(wěn)定性，這些電流誤差信號將會出錯。速度回路實現(xiàn)方式通過可容易地從前饋轉矩控制器獲得的轉子速度的一個估計，容易地實現(xiàn)了一個標準比例積分速度反饋回路。一個適合的反饋回路以框圖形式在圖32中示出。如所示出的，將一個為±TM的轉矩限制添加至該輸出上。同一限制還被施加至積分器以防止積分器飽和。這是通過忽略將會引起該積分器輸出超出該限制的任何積分器輸入來工作的。這是防止積分器飽和的最簡單的方法。其他更高性能但是卻更復雜的方法是可供使用的。在一個DSP平臺上，PI控制器將會被實現(xiàn)為一個采樣的數(shù)字過濾器。在這樣一個實現(xiàn)方式中，最好是分別地實現(xiàn)這些比例和積分部分，以便允許對該積分器輸出的分開的限制。這些比例增益KωP和積分增益KωI可以使用正規(guī)化參數(shù)來進行如下解釋：其中Kωf是由該比例積分(PI)速度回路產(chǎn)生的、作為電動機固有頻率ωn的比例的該二階系統(tǒng)的固有頻率，并且Kωd是其阻尼因數(shù)。使用該阻尼因數(shù)和該正規(guī)化固有頻率而不是這些比例和積分增益來規(guī)定該速度比例積分控制器具有的優(yōu)點是直接規(guī)定了該速度回路的響應特征。使這些參數(shù)正規(guī)化成該電動機的固有頻率導致該速度回路的穩(wěn)定性容度是獨立于這些電動機和負載特性的。對于速度反饋來說，可以使用直接前饋施加的頻率ω′或如圖28中所示的已過濾的版本ω′f。該已過濾的版本給出較好的穩(wěn)定性容度，但是如果存在一個未補償?shù)霓D矩誤差的話，可能在低速時引起一個速度偏移。它允許速度反饋帶寬被設置得非常高，以用于在高速時非常良好的抗拒轉矩擾動。如果使用了該直接版本ω′，則該反饋增益、尤其是該比例增益可能影響穩(wěn)定性限制反饋帶寬。同樣，如果使用了頻率ω′，則一個引起仿真誤差的代數(shù)回路被經(jīng)由速度反饋回路比例路徑和電動機穩(wěn)定化路徑而引入(沒有該路徑中的積分或延遲項)。通過插入一個與圖28中的穩(wěn)定性控制項串聯(lián)的低通濾波器可以防止該代數(shù)回路而不會影響性能。同樣推薦這種濾波器以防止由采樣所引起的穩(wěn)定性顧慮。截止頻率應當被設置成足夠高以便不會影響電動機阻尼。大于頻率ωn的五倍卻小于采樣頻率的十分之一的任何值將會是合理的。在圖33中示出了圖28的負載模型加穩(wěn)定性控制區(qū)塊，其中這個濾波器添加有一個為ωH的滾降頻率?？赡苊髦堑氖菍τ诰哂兴俣确答伒那梆佫D矩控制器的任何實際實現(xiàn)方式而言將這個濾波器放置在位。為分析該控制系統(tǒng)在該速度反饋使用該直接施加的頻率ω′時的穩(wěn)定性，參照圖31中所示的具有速度控制回路的該控制系統(tǒng)的完整圖示。對于該速度控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析來說，要考慮兩個回路：一個具有負反饋并且一個具有正反饋。該負反饋回路是由以下各項形成的直接回路，即，速度比例控制器KωP、電流信號i′q和Δiq、高速阻尼補償器以及速度反饋信號ω′。該正反饋回路的路徑從電流信號i′q連續(xù)穿過轉矩前饋區(qū)塊和電動機、到電動機電流iq、然后到電流信號Δiq。通過以下給出該負回路的增益：Gneg＝4KHKωdKωf(58)如果這些電動機參數(shù)估計是準確的，則這也是該正回路的增益。忽略采樣延遲，如果用于該前饋區(qū)塊的估計的電感與實際電動機電感相匹配，則這兩個回路取消，并且不論對速度比例積分補償器設置了多高的增益也不會出現(xiàn)穩(wěn)定性問題。如果該電動機電感并不正確，那么重要的是，電感變化不會導致高頻總增益變?yōu)榇笥?1。因為轉矩控制是瞬態(tài)的并且該速度反饋信號是根據(jù)一個內部負載模型導出的，所以該速度反饋增益可以被設置到與針對其他無傳感器控制系統(tǒng)來說并且甚至針對由傳感器的控制系統(tǒng)來說相比高得多的非常高的水平上。然而，沒有意義將該增益設置得如此高以至于使得所得到的的施加的速度ω′的變化與實際電動機速度變化相比快得多。約為2的常數(shù)Kωf的設置上的一個上限將會是合理的。如果使用了速度信號ω′而不是ω′f，則速度反饋增益影響穩(wěn)定性，尤其對于大的參數(shù)誤差是如此，從而限制Kωf的值。通過仿真和實驗最佳地找到了最大可使用值。通過將該速度反饋信號經(jīng)由一個高通濾波器而連接至信號ω′f并且經(jīng)由一個互補的低通濾波器而連接至信號ω′，可以實現(xiàn)一種折中的安排。添加該速度回路以使用前饋轉矩控制來使速度穩(wěn)定同樣具有使在低速時和在零速時的輸出電流穩(wěn)定以對抗PWM逆變器輸出電壓上的誤差和電動機電阻上的改變的效果。該q軸線電動機電流上的任何誤差都經(jīng)由圖28中所示的該負載模型和穩(wěn)定性控制區(qū)塊中的轉矩擾動校正器而導致施加的轉矩上的一個變化。這個變化經(jīng)由慣量模型積分器被傳遞至施加的速度，然后經(jīng)由該速度反饋回路被傳遞至轉矩命令輸入，從而導致該q軸線電流誤差被校正。結果是對于低速和零速穩(wěn)態(tài)運行來說，電動機電流不受到逆變器PWM和電動機電阻誤差的影響，盡管這些誤差仍影響動態(tài)特性。位置回路實現(xiàn)方式對于位置控制來說，可以在該速度反饋回路的周圍添加一個額外的位置反饋回路。通常，位置控制的添加是通過在以上速度控制回路周圍添加一個比例位置回路。這樣一個控制結構與采取一個慣量負載的轉矩控制的電動機驅動的轉移函數(shù)一起顯示在圖34之中。在商業(yè)上流行的一種稍微不同的結構是圖35中所示的PDF(偽微分反饋)控制結構，還被稱為PIV控制結構(比例位置回路、積分和比例速度回路)。這些控制結構是三階系統(tǒng)，它會在使用中引起若干問題。首先，在其中轉矩限制嚴重飽和的顯著位置步進輸入的情況下，該系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。同樣，由于三個控制參數(shù)是有待選擇的，因此難以進行調諧。對于使用前饋轉矩控制的一個無傳感器位置控制系統(tǒng)來說，可以使用圖36中所示的更簡單并且更強健的雙比例位置控制結構。這是在大的步進輸入下一直穩(wěn)定的一個二階系統(tǒng)。以指示二階響應曲線的兩個控制參數(shù)進行調諧也容易得多。因為在零速時的一個負載轉矩偏移引起一個穩(wěn)態(tài)位置誤差，所以通常不使用這種結構。因為在零速時未檢測到任何負載轉矩偏移，這在使用前饋轉矩控制時不成問題。通過以下給出了用于如圖36中所示的雙比例位置控制器的轉移函數(shù)：這個系統(tǒng)的特征方程是：比較這個特征方程與用于一個二階系統(tǒng)的特征方程(49)，對于一個為ω0的系統(tǒng)固有頻率和一個阻尼因數(shù)ζ來說，這兩個比例增益設置是：KωP＝2ζω0J(62)固有頻率和阻尼的適合的每單位參數(shù)常數(shù)是Kpf＝ω0/ωn和Kpd＝ζ。仿真針對以下兩種不同的電動機說明前饋轉矩控制的仿真：一個1kW伺服電動機和一個500W直接驅動洗滌機電動機。包括了直接驅動洗滌機電動機的仿真是因為以該直接驅動洗滌機電動機與一個非常高的并且可變負載慣量相結合的非常高的定子電阻，該直接驅動洗滌機電動機有可能是在沒有傳感器的情況下最難以控制的電動機。使用Matlab和Simulink實施這些仿真。為盡可能接近地匹配一個真實電動機控制器，在該電動機本身以一個高速可變采樣率來仿真時，該控制器以等于所預期的PWM采樣率的一個固定采樣率來仿真。伺服驅動仿真這種伺服驅動仿真合并對由中國蘭州電氣有限公司(LanzhouElectricCo，China)制成的一個6極PMSM的一個電動機仿真。針對該仿真，使用該機器的2極2相等效參數(shù)。從3相到2相電流和電壓的變換使用一個為的換算因數(shù)以保留乘方。表1中示出所仿真的電動機的這些參數(shù)。慣量包括實際試驗裝置中的測力計負載的等效慣量。對于這個電動機和負載來說，固有頻率是91.4弧度/秒并且固有阻抗是0.914Ω。表1.所仿真的伺服電動機的參數(shù)該伺服驅動的仿真使用速度反饋控制。圖37中示出該仿真的上層區(qū)塊。控制器區(qū)塊以5kHz采樣，并且使用輸入電流和輸出電壓的三相uvw格式來盡可能接近地仿真以5kHzPWM采樣率運行的一個基于DSP的控制器。圖38中示出用于該PMSM和負載的模型。該負載是提供了有待應用的一個步進負載轉矩的一種直慣量負載。實際電動機模型使用電壓和電流在轉動的參考標系與固定的參考標系之間輸入和輸出坐標變換的dq標系電動機方程。圖39中示出該控制區(qū)塊的Simulink模型。為了方便，用于該控制器的所有參數(shù)都存儲在參數(shù)區(qū)塊之中。用于仿真的這些控制器參數(shù)最初被設置成表2中所示的這些值。表2伺服速度控制仿真的控制器參數(shù)該d軸線零速命令電流被設置成2.5A，，給出為0.43Nm的一個拉平轉矩。在這種電流設置下，圖25中所示出的在零速時的等效并聯(lián)電感是68.4mH，大約是電動機串聯(lián)電感的七倍。這允許為這些參數(shù)設置相當激進的值以獲得快速響應時間。在高速阻尼增益KH被設置成2的情況下，所添加的串聯(lián)電阻是2Rn或1.8Ω。添加電動機電阻，總的串聯(lián)電阻是3.5Ω。由于慣量，圖25中的等效電容是12mF。將參數(shù)K1設置成1為一個等效串聯(lián)電容添加了同樣的值。對K1的這種高的設置(通常將會被設置成0.5)改進了響應時間。阻尼增益KH被設置高達2以恢復由于K1的高的值的阻尼損耗。圖40中示出最終零速近似等效阻尼電路。如之前針對圖25中的電路的偏差一樣，忽略了二階轉矩擾動校正項。圖41中示出了電流通過電感Lp的響應，該電流通過電感對于一個1伏特步進輸入而言是與轉子相位移成比例的，這是使用PSIM電路仿真軟件獲得的。此響應在零速時是輕微振蕩的，但是這是較壞的情況并且將會由于下降的d軸線電流而隨著速度增加和電感Lp增大而改進。在實踐中已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，這是一個較壞情況的響應。添加一個外部速度控制器和其他效果傾向于添加額外的阻尼。通過調整其他參數(shù)來減小參數(shù)K1，可以針對權衡響應時間獲得提高的阻尼。首先僅用一個慣量負載來仿真該伺服電動機驅動。速度參考值步進上升至500弧度/秒然后下降回到零。圖42至圖45中示出該仿真的結果。在控制器脫離轉矩飽和時存在一些速度過調，這可以通過對速度命令進行仿形或使用一個更尖的抗飽和控制來進行矯正。轉矩響應事實上是瞬態(tài)的，并且貫穿該仿真，相位誤差保持接近于零。注意：隨著速度增加，由于采樣而在該控制器中步進的相位變得更明顯，從而引起波形的不清晰，其中該相位誤差在每個采樣點返回至零。下一個仿真添加了一個0.3Nm的擾動轉矩以測試對接近拉平轉矩的一個擾動轉矩的響應。在速度是500弧度/秒并且被保持在該值直至該仿真結束的過程中，應用該0.3Nm的擾動轉矩。同樣，為了測試該控制器的轉子相位鎖定能力，初始轉子相位誤差被設置成1.5rad。圖46至圖49中示出這種仿真的結果。速度響應示出在所有速度時的卓越的跟蹤能力，其中包括非常良好的轉矩擾動抗拒。轉矩輸出圖示出了近似瞬態(tài)響應時間和良好的轉矩跟蹤，除了如預期的處于低速的情況外，此時該控制器不能確定轉矩輸出。在零速時，可以看出暫時轉矩記憶效果，在該效果中該控制器記住處于更高速度時的最后輸出轉矩。如先前所解釋的，通過二階轉矩參數(shù)K3，可以設置這種記憶的延遲率。相位誤差的圖示示出了在啟動時直至二階轉矩擾動效果接管而開始一個更進一步的相位誤差減小前的一種相位誤差的初始快速減小。注意：一旦速度增加至反電動勢可以用于確定實際轉子相位的水平，相位誤差就迅速地下降至接近零。在大約1.7秒時再次達到零速之后，該相位誤差緩慢地穩(wěn)定至一個大的誤差，該誤差與一個接近拉平轉矩的負載偏移轉矩相一致。如圖49中所示，除了初始接通瞬時之外，針對所有速度和負載狀況，該d軸線施加的電流和實際電流恰好地相匹配。除了簡短的瞬態(tài)狀況之外，這些q軸線電流也緊密地相匹配。伺服驅動的參數(shù)敏感性總體上，使用前饋轉矩控制的一個PMSM控制器對于電動機參數(shù)變化是非常敏感的，盡管在預期了大的參數(shù)變化的條件下，所以應當小心地選擇這些控制器參數(shù)。例如，在一個PMSM中最有可能變化的參數(shù)之一是轉子通量水平。圖50至圖53示出在該轉子通量被減少了20％的條件下的仿真結果。這些結果示出：通常對通量變化非常敏感的該d軸線電流是保持受到良好控制的。同樣，速度響應幾乎未改變，但是在加速過程中在轉矩限制內運行時，電動機轉矩與命令轉矩相比低了約20％并且不如該命令轉矩穩(wěn)定。同樣地，當接近零速時在全轉矩限制內，存在著顯著的相位誤差。就是這個時候這種電動機轉矩減小必須通過由正的d軸線電流所提供的回復轉矩來補足。對于伺服驅動來說，該控制器對定子電阻的變化甚至更不敏感，因為這個電阻在一定程度上被所添加的由高速阻尼所產(chǎn)生的串聯(lián)電阻屏蔽。最大的敏感性被發(fā)現(xiàn)是來自電動機電感的變化。如果該電動機電感小于該控制器的估計，則該控制器在電動機速度的估計放大了實際速度變化，從而引起該速度反饋回路中的可能的不穩(wěn)定性。如果預期了電感變化，則用于該控制器中的電感估計應當被設置成所預期的電感范圍的下端。洗滌器直接驅動仿真用于一個上加載洗滌機的直接驅動的一個永磁同步電動機是一個無傳感器速度控制器的一個尤其困難的應用。繞組電阻是非常高的以使成本最小化，并且由于典型鐵氧磁體的低通量，電動機電感是高的。同樣，負載慣量是非常高的并且取決于負載變化巨大。同樣地，非常需求洗滌周期速度曲線，從而要求以高轉矩重復快速速度逆轉。為增加難度，由于電動機溫度在洗滌周期過程中上升，該繞組電阻可以變化了高達30％并且該轉子通量可以變化了高達20％。表3中列出一個三相直接驅動洗滌器電動機的典型的相位到中性電動機參數(shù)。為仿真這個電動機，表4中列出等效雙相、雙極電動機參數(shù)。表3.直接驅動洗滌器電動機的參數(shù)表4.所仿真的洗滌器電動機的參數(shù)該電動機上的轉矩負載在該洗滌周期上取決于循環(huán)的水流速度與滾筒速度之間的速度微分而發(fā)生變化，但是通過將該負載建模為一個固定的慣量，可以做出一種合理的相似。對于使用以上電動機的機器中的一個最大7kg的負載來說，該雙極等效負載慣量是約5×10-3kg.m2。以這個慣量，以上機器的固有頻率是14.7弧度/秒，并且固有阻抗是0.47Ω。已經(jīng)使用了這個負載和一個典型的洗滌周期速度曲線來仿真該機器。表5中列出了這些控制器參數(shù)設置。除了負載轉矩限制已經(jīng)增加并且一個負電阻已經(jīng)添加在輸出上以補償該相當大的電動機電阻之外，這些設置與對于伺服驅動所選擇的那些相同。所發(fā)現(xiàn)的是，添加該負電阻以稍微改進低速響應是值得的，盡管在沒有該添加的情況下運行有可能降低為空載時間變形而對逆變器輸出進行補償?shù)男枰?。?.用于洗滌器速度控制仿真的控制器參數(shù)圖54至圖57示出這種仿真的結果?？刂破黜憫獛缀跏抢硐氲?。具體地，內部前饋轉矩控制器幾乎恰好地跟蹤轉矩、相位以及電流。洗滌器直接驅動的參數(shù)敏感性其他洗滌器直接驅動無傳感器控制方案是依賴于根據(jù)反電動勢估計轉子位置的。這些現(xiàn)有技術方案必須準確地估計穿過繞組電阻的電壓降以便測量反電動勢，從而使得這些現(xiàn)有技術方案對低速時的電阻變化尤其敏感。當這些變化由于電動機溫度變化而可能是高達30％時，適應這些變化是非常困難的。對于所仿真的洗滌器電動機來說，繞組溫度可以升高80℃，從而導致該繞組電阻從4.6Ω到6Ω的30％增大。在一個全負載洗滌周期過程中，峰值兩相等效電流是8A，從而在高溫時給出一個48V的電阻電壓降，但是峰值反電動勢在最大洗滌速度時僅是47V，這就使得反電動勢的測量極其困難，尤其是接近零速時。對于使用FFTC的一個控制器來說，對繞組電阻的敏感性在某種程度上是有所緩解的?，F(xiàn)在的主要問題是溫度在繞組電阻上引起的變化對于低速電動機阻尼的影響。對于所仿真的洗滌器電動機來說，理想的阻尼電阻是在1Ω左右，但是實際電阻是從4.6Ω到6Ω變化。在仿真中發(fā)現(xiàn)，在所估計的電阻被設置成6Ω并且逆變器電阻RI被設置成-6Ω(可以被設置而同時維持良好穩(wěn)定性的最大負值)的條件下才能適應這個范圍。所估計的電阻被設置成該范圍的高端以確保電動機轉矩是過度補償?shù)亩皇茄a償不足的。如圖58中所示的在該電動機冷機時的最壞情況處境下的速度響應僅是臨界的。在一個實用電動機中，使用d軸線電流將該電動機的一個軟件熱模型與在靜止時的初始電動機電阻測量相結合將會容易地允許在10％內對繞組電阻進行跟蹤，從而大大地提高了溫度變化下的控制器性能。為測試對洗滌器負載上的變化的敏感性，該仿真中的實際等效負載慣量下降至4kg.m2，這是對于一種3kg的洗滌器負載的預期值?？刂破鲄?shù)被保持如圖5中所示。圖59至圖62中示出這種仿真的結果。在圖61的相圖中可以看出所引起的慣量的主要效果。在靜止之后的初始加速時，由于施加的轉矩比所需要的更多，電動機相位超前。這個誤差隨著速度增大而減小，從而允許控制器檢測并且校正該轉矩誤差。注意：與隨后的速度逆轉通過零相比，該轉矩誤差在初始速度從零增大時要大得多。這是因為轉矩擾動補償器的二階分量在該速度逆轉通過零時“記住”了在高速時所測量的負載轉矩。通過這種機制，如果電動機速度上的初升減慢直至速度上升至足以使得負載模型轉矩擾動估計器能夠確定真實負載轉矩的一個水平的話，則可以適應甚至更大的負載轉矩誤差。前饋轉矩控制所獨有的這一特征對于一個周期換向驅動(如一個洗滌機直接驅動)來說是特別有用的。還可以適應其他電動機參數(shù)估計上的類似誤差。為減少使該電動機失速的機會，更好的是這些誤差導致一個過轉矩并且施加到該電動機的是隨后的相位超前而不是一個相位延遲。在具有電動機通量誤差的情況下，發(fā)現(xiàn)洗滌器控制器穩(wěn)定性是對一個電動機通量減小敏感而不是對一個20％的電動機通量增大敏感。用于該控制器中的電動機通量估計應當被設置到所預期的范圍的低端，或可替代地，可以適應性地在線調整該通量估計，這在速度“高原穩(wěn)定”期間是容易的。如針對伺服驅動仿真所發(fā)現(xiàn)的，用于電動機電感的估計應當被設置到所預期的范圍的低端?？刂埔粋€感應電動機時的控制器變化如先前所描述的前饋轉矩控制器被設計成控制非凸極性永磁同步電動機，但是它可以容易地被修改成控制一個感應電動機。在以FFTC控制時感應電動機在轉子取向的通量控制模式中運行，在該轉子取向的通量控制模式中，轉子通量幅值是固定的并且轉矩是通過控制轉子q軸線電流而受到控制。同樣，為簡化控制結構，針對這個實例，這些感應電動機電感被安排在“倒L”等效電路中而不是更準確的“T”等效電路之中。該“T”等效電路可以使用FFTC，但是性能增加對于大多數(shù)應用的額外的復雜性是不值得的。圖63中示出了使用該“倒L”等效電路的、在轉子通量取向上的雙相雙極感應電動機的定子參考標系等效電路。假定靜止的α和β相被取向如同它們針對如圖4中所示的PMSM的一樣。圖63中的頻率ωr是轉子的轉動頻率，該轉子的轉動頻率對于一個感應電動機而言與通量轉動頻率不同之處在于隨轉矩發(fā)生變化的轉差頻率ωs。在該轉子通量取向控制模式的情況下，該d軸線通量被設置成λr并且該q軸線通量被設置成零，從而估計如圖4中所示的PMSM的轉子通量矢量。當以該轉子通量取向模式運行時，轉子通量和反電動勢的穩(wěn)態(tài)值于是變?yōu)椋害甩粒溅藃cosωetλβ＝λrsinωet其中ωe是給出圖4中的θ＝ωet的通量轉動頻率。為保持該電動機處于該轉子通量取向模式，電動機轉差頻率ωs＝ωe-ωr必須被控制成：對該FFTC使該感應電動機運行的所需要的修改是：1.電動機通量不再是固定的而是取決于該d軸線電流的。以取決于施加的d軸線電流的一個施加的磁鏈λ′r來替換用于PMSMFFTC中的電動機磁鏈的估計。現(xiàn)在存在用于該感應電動機的兩個d軸線電流分量：該電動機的磁化電流idm和在該磁鏈改變時的一個瞬態(tài)電流idt。施加的d軸線電流現(xiàn)在是：i′d＝i′dm+i′dt(65)其中施加的磁化電流和瞬態(tài)電流是分別地計算出的。必須根據(jù)所選定的磁鏈水平來設置該磁化電流。針對一個給定的轉子磁鏈λr而言，通過以下給出該d軸線磁化電流：對于前饋區(qū)塊來說，可以根據(jù)該施加的磁鏈和電動機磁化電感的一個估計來計算出施加的d軸線磁化電流。電動機通量上的一個變化(不可能具有PMSM)導致了必須被補償?shù)囊粋€瞬態(tài)d軸線電流。通過以下給出該d軸線電流idt的這個分量：生成該施加的電流的一個簡單方法是使施加的通量以一個固定的斜坡速率斜升或斜降至新的參考磁鏈值，并且在該斜坡時間過程中根據(jù)該斜坡速率使用方程(67)和轉子電阻的估計來設置該施加的瞬態(tài)電流idt。這具有的問題是在該d軸線電流上生成不必要的尖銳改變。一個替代方法是使用一個局部反饋控制系統(tǒng)來生成該施加的磁鏈和瞬態(tài)d軸線電流，如圖64中所示的那個。具有一個比例積分控制器的一個反饋回路被用于生成該施加的磁鏈及其導數(shù)。該比例項被放置在與正常位置稍微不同的一個位置，以便使得該施加的磁鏈倒數(shù)的變化率柔和。該磁鏈參考值上的斜坡限制制約了該參考值的上升率或下降率，從而限制該施加的瞬態(tài)電流i′dt的峰值。注意：無論該磁鏈的逆轉何時被用于計算中，為避免可能的被零除的問題，該施加的磁鏈應當使得其值被削波成優(yōu)選地該參考磁鏈的最小可能值，以便避免控制器啟動問題?？商娲?，可以使用該參考磁鏈值來代替施加的值而用于這些計算。同樣注意：固有頻率以及因此的大多數(shù)控制器常數(shù)是取決于磁鏈水平。如果該轉子磁鏈上出現(xiàn)大的變化，則這些常數(shù)將會需要隨著該磁鏈而變化。如果該轉子磁鏈未發(fā)生很多變化，那么可以使用這些常數(shù)的固定的折中值。2.用于PMSM的電動機電阻R是由感應電動機定子電阻Rs替代的，并且電動機電感項L是用該感應電動機的總的漏感Ll來替代。這假定了使用“倒L”等效電路而不是更精確的“T”等效電路來建模這些電動機電感。該“T”等效電路可以被合并至前饋區(qū)塊中，但是卻添加了不必要的復雜性。3.對于PMSM來說，轉子頻率和通量轉動頻率是相同的并且僅存在一個施加的頻率ω′。對于感應電動機來說，轉子頻率ωr與通量轉動頻率ωe不同之處在于通過方程(64)所給出的轉差頻率ωs。對于感應電動機FFTC來說，施加的轉子頻率ω′r是以與為PMSM計算頻率ω′相同的方式計算出的，但是卻通過將施加的轉差頻率ω′s添加至頻率ω′r而計算出施加的通量轉動頻率ω′e。該施加的轉差頻率是使用方程(64)根據(jù)該施加的磁鏈、施加的q軸線電流以及轉子電阻的一個估計來計算。4.與轉矩成比例的電動機轉差以與PMSMFFTC中的高速穩(wěn)定阻尼項相同的方式起作用。為了進行補償，必須從這個項中減去電動機轉差的效果。描述高速阻尼的方程(17)現(xiàn)在被修改成：5.在以零速和低速進行運行時，電流id可能需要如其針對PMSM一樣被增大，以便顧及未知的轉矩擾動。這是通過增大參考磁鏈以增大磁化電流來完成。大多數(shù)感應電動機具有一個強飽和特性，從而針對磁鏈上的只是小幅的增大產(chǎn)生磁化電流上的一個大幅增大。如果該參考通量增大，則該磁化電感的估計將會需要是該參通量的一個函數(shù)，以便匹配該電動機的飽和特性。圖65中示出了合并以上修改的、用于一個感應電動機的一個完整FFTC的初步設計。這種設計可能需要根據(jù)采用這種電動機的應用而進行進一步變化。將FFTC應用至感應電動機以實現(xiàn)無傳感器控制的益處與實現(xiàn)PMSM的益處相同：不再需要根據(jù)這些電動機端子電流和電壓來估計電動機速度，從而允許了通過零速的無傳感器運行而無需改變算法。而且，因為在電壓控制下轉子時間常數(shù)更短，從由控制誤差產(chǎn)生的擾動中恢復比傳統(tǒng)的電流控制的方案要快得多。本領域普通技術人員將會理解的是，可以對如在這些具體實施例中所示的本發(fā)明做出許多變化和/或修改而不脫離概括地描述的本發(fā)明的范圍。因此，現(xiàn)在的這些實施例在所有方面被認為是說明性的而不是限制性的。