專利名稱：同步整流器控制的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本公開通常涉及電子學(xué)，并且更具體地涉及開關(guān)器件。
背景技術(shù)：
同步整流是在功率電子學(xué)中用于提高功率轉(zhuǎn)換器的效率的技術(shù)。其優(yōu)選包括并聯(lián)連接的二極管和晶體管(通常是功率M0SFET)。當二極管被正向偏壓時，晶體管被接通以減少電壓降。當二極管被反向偏壓時，晶體管被關(guān)斷，因此沒有電荷能夠流過電路。這樣一來可以得到整流特性，而不存在與接通狀態(tài)的二極管相關(guān)聯(lián)的正向電壓降。在低輸出電壓轉(zhuǎn)換器中，二極管的電壓降(對于硅二極管在其額定電流下通常大約為I伏特)對效率具有非常負面的影響。一種經(jīng)典的解決方案包括使用肖特基二極管， 其表現(xiàn)出極低的電壓降(低至0.3伏特)。然而，當應(yīng)對極低電壓轉(zhuǎn)換器時，例如將功率傳遞到計算機的CPU的降壓轉(zhuǎn)換器(buck converter)(電壓大約為I伏特)，這不再是實現(xiàn)良好效率的妥善解決方案。另一方面，在這些極低電壓轉(zhuǎn)換器中使用的晶體管通常是MOSFET。這些晶體管表現(xiàn)得如同電阻器一樣，因此假設(shè)其阻抗足夠低(例如通過并聯(lián)若干器件)，其電壓降可以非常低。此外，MOSFET在其源極端和漏極端之間具有本征二極管。這使得這些晶體管對于同步整流來說是有用的其能夠在轉(zhuǎn)換器中直接替代整流二極管。它們固有地表現(xiàn)得如同二極管，并且當它們(經(jīng)由控制電路)被接通時，其相當于低值電阻，產(chǎn)生較低的損耗。

發(fā)明內(nèi)容
本公開的示例性實施例提供了同步整流器控制的系統(tǒng)和方法。簡言之，在體系結(jié)構(gòu)中，除了別的以外，該系統(tǒng)的一個示例性實施例可以實現(xiàn)如下半導(dǎo)體管芯；和用于半導(dǎo)體管芯的封裝，該封裝包含被配置以補償寄生封裝電感的補償電感。本公開的實施例也能夠看作提供用于同步整流器控制的方法。在這方面，除了別的以外，這種方法的實施例可以大體概括如下確定半導(dǎo)體器件兩端的第一電壓，其中該器件兩端的電壓包含寄生電感的影響；在不受寄生電感的影響的情況下，確定半導(dǎo)體器件兩端的第二電壓；確定第三電壓以補償?shù)谝浑妷汉偷诙妷褐g的差；確定補償電感以便生成第三電壓；以及將補償電感應(yīng)用到半導(dǎo)體器件。


圖I是在回掃轉(zhuǎn)換器拓撲中具有同步整流器的開關(guān)式電源的示例性實施例的電路圖。圖2是在間歇傳導(dǎo)模式中圖I的開關(guān)式電源電路的示例性實施例的時序圖。圖3是同步整流器的示例性實施例的電路圖。圖4是經(jīng)過圖3的同步整流器的電流的示例性實施例的時序圖。圖5是圖3的同步整流器兩端的電壓的示例性實施例的時序圖。
圖6是同步整流器控制的系統(tǒng)的示例性實施例的電路圖。圖7是圖6的同步整流器控制的系統(tǒng)的植入電路的示例性實施例的電路圖。圖8是經(jīng)過圖6的同步整流器的電流的示例性實施例的時序圖。圖9是圖6的同步整流器兩端的電壓的示例性實施例的時序圖。圖10是同步整流器控制的方法的流程圖。
具體實施例方式在下文中將參考附圖更充分地描述本公開的實施例，在附圖中貫穿幾個附圖的同樣的數(shù)字表示同樣的元件并且其中示出示例性實施例。然而，權(quán)利要求的實施例可以體現(xiàn)為許多不同的形式，并且不應(yīng)該被解讀為限制于在此所闡述的實施例。這里所闡述的示例是非限制性示例，并且僅是在其他可能示例中的一些示例。作為非限制性示例，同步整流器控制的系統(tǒng)的示例性實施例可以用于LLC共振轉(zhuǎn)換器或者回掃轉(zhuǎn)換器。在這兩個示例性拓撲中，二極管電流在大部分開關(guān)周期進入間歇電流模式(DCM)狀況。在LLC共振轉(zhuǎn)換器中，或者在回掃轉(zhuǎn)換器例如圖I的轉(zhuǎn)換器中，為了實現(xiàn)低輸出電壓應(yīng)用的高效率，可以優(yōu)選使用同步整流器(SR) 105來減少傳導(dǎo)損耗。在回掃轉(zhuǎn)換器的次級電路中從二極管到同步整流(SR)MOSFEt的轉(zhuǎn)變隨著每個新一代的MOSFET而增加，從而在很少的成本代價或沒有成本代價的情況下提高性能。SRMOSFET能夠比二極管更有效，其允許更低的工作溫度和更小的散熱器，或者根本不需要散熱器。然而，它們需要控制電路來管理其開關(guān)行為，以便仿真二極管。當今商用電源中的常規(guī)同步整流器控制方法涉及從電流變壓器的次級電路中推導(dǎo)出用于控制器的邏輯信號。常規(guī)地，回掃轉(zhuǎn)換器很好地適用于需要小于150W的功率水平的應(yīng)用。其主要的吸引力是簡單性和低成本。當超過150W并且當然在200W和超出200W的功率水平下，半電橋和前向轉(zhuǎn)換器(half-bridge-and forward-converter)是標準拓撲。無論是用二極管或SRMOSFET來實現(xiàn)回掃轉(zhuǎn)換器，其主要問題都是半導(dǎo)體傳導(dǎo)損耗。如同所有絕緣功率轉(zhuǎn)換器拓撲，回掃轉(zhuǎn)換器在次級電路上采用變壓器，在其上存在整流器。最簡單的構(gòu)造在高側(cè)或者低側(cè)上使用半波整流器二極管。同步整流將MOSFET與用于接通或關(guān)斷器件的控制器合并，以便其仿真來自變壓器的交流電流的二極管換向。該同步方法提供了更高的效率，雖然復(fù)雜性和成本具有相應(yīng)的折中。對于二極管，正向傳導(dǎo)功率損耗僅僅是正向電壓和電流的乘積。對于M0SFET，該損耗為I2Rdsot。當二極管具有標準0. 6V Vf時，4A電流將轉(zhuǎn)化為2. 4W熱量。并且，如果MOSFET的Rds_ = IOmQ，則在4A電流下的損耗是0. 16W。在4A電流下，MOSFET耗散的功率減少93%，導(dǎo)致較低的結(jié)溫度和容器溫度，這意味著其需要較小的散熱器或者根本不需要散熱器。理論上，對于該示例中的二極管和MOSFET特性,功率損耗均等性(power-loss parity)直到電流達到60A才發(fā)生。實際上,在真實電路中達到功率損耗均等性之前很久，可以選擇具有較低的Rdsw的MOSFET與一對器件并聯(lián)，或者選擇不同的體系結(jié)構(gòu)。盡管SR帶來比二極管整流顯著的效率和熱管理優(yōu)點，但是這些優(yōu)點不是憑空得到的一個柵極控制信號被用于適當操作FET。柵極控制的通用方法使用電流變壓器、比較器和柵極驅(qū)動器級。圖I中示出這種設(shè)置的簡化示意圖。
電流變壓器感測次級電流，在其負載阻抗上施加定標副本(scaled copy),這導(dǎo)致與電流成比例的電壓，保留極性信息。當次級電流在正向方向上傳導(dǎo)時，比較器檢測這一電壓并且通過驅(qū)動器接通M0SFET。通過電流變壓器的延遲和比較器輸入端的寄生電容導(dǎo)致的進一步延遲防止這個電路如簡化示意圖可能建議的那樣快地響應(yīng)于電流極性變化。因此，在電流的零點交叉和驅(qū)動器斷開開關(guān)的時間之間發(fā)生可測量的時滯(lag)。在這個間隔期間，反向電流侵占來自總線電容器的電荷，降低效率并增加輸出波動。實際上，允許無功能量(reactive energy)在變壓器和總線電容器之間來回晃動的任何次級電路都遭受這一問題，因此對電流的零點交叉的嚴格正時(timing)對高效次級電路是至關(guān)重要的?；貟唠娐返墓ぷ髂Ｊ降闹饕顒e在于SR開關(guān)的關(guān)斷階段。另一方面，與初級側(cè)開關(guān)的關(guān)斷階段對應(yīng)的次級開關(guān)的接通階段是一致的。這使得可以有各種轉(zhuǎn)換器控制方案，其包括固定頻率準共振；可變頻率；和完全共振有源箝位轉(zhuǎn)換器，其開關(guān)頻率高達500kHz。
在SR FET的傳導(dǎo)階段開始時，電流開始流過其體二極管，在其兩端產(chǎn)生負的漏極-源極電壓。體二極管維持比器件的漏極-源極通道的電壓降更高的電壓降。因此，其觸發(fā)接通閾值電壓VTH2 (圖3)。在這一點上，控制邏輯驅(qū)動MOSFET的柵極接通/打開，這進而使得傳導(dǎo)電壓(VDS)下降。某一振鈴?fù)ǔ０殡S該電壓降，并且該振鈴能夠觸發(fā)輸入比較器關(guān)斷。這能夠通過使用外部可編程最小接通時間(MOT)消隱周期(blanking period)來處理,該消隱周期使功率MOSFET以最小時間間隔維持在接通狀態(tài)。可編程MOT也限制SR MOSFET的最小占空比，并且因此限制初級側(cè)開關(guān)的最大占空比。由于使用相同器件作為傳感元件，同步MOSFET的接通和關(guān)斷行為嚴格地仿真二極管的功能。這一方法得到給定開關(guān)的最高可能的性能，通常使得能夠利用較小的開關(guān)。離散實施方式的控制分辨力通常不足以測量接近其零點交叉的電流波形，以允許電流在斷電之前反向。一旦SR MOSFET接通，其保持接通直到整流電流衰減到漏極-源極電壓(Vds)與關(guān)斷閾值電壓Vthi相交的水平。這一行為怎樣發(fā)生取決于工作模式。盡管本公開也可以覆蓋其他實施方式，但在此公開的同步整流器控制的系統(tǒng)和方法可以用在示例性實施例中的關(guān)斷側(cè)上。封裝和版圖的寄生電感可能導(dǎo)致電流減少并且增加LLC和回掃應(yīng)用等的di/dt。由寄生電感和聞di/dt引起的電壓降相等地增加了關(guān)斷閾值電壓。它也可能導(dǎo)致SR 105在較高電流下關(guān)斷，增加傳導(dǎo)損耗。在此公開的同步整流器控制的系統(tǒng)和方法補償了由寄生電感和高di/dt引起的電壓降，減少了關(guān)斷電流和傳導(dǎo)損耗。圖I提供了使用同步整流器105的回掃轉(zhuǎn)換器拓撲的電路100。在理想(無損耗)的回掃轉(zhuǎn)換器中，輸入電壓、變壓器和開關(guān)105的占空比確定輸出電壓。圖2提供了時序圖200，其展示電路100以間歇傳導(dǎo)模式(DCM)操作一個開關(guān)循環(huán)。一旦電流與閾值相交，則其再次流過體二極管，引起Vds的負步進。根據(jù)剩余電流的量，Vds可能再次觸發(fā)接通閾值。為了防止這一情況，內(nèi)部設(shè)置的消隱間隔(tBUM)使控制器忽略這個Vth2交叉。一旦Vds與正閾值Vth3相交，則該消隱時間終止，并且控制器準備好下一個傳導(dǎo)循環(huán)。
SR 105的傳導(dǎo)時間應(yīng)該盡可能長，以便能夠節(jié)省大多數(shù)傳導(dǎo)損耗，同時其不應(yīng)該允許電流負向流動。否則，輸出能量被轉(zhuǎn)移到初級側(cè)并且引起額外損耗。SR 105的柵極/選通一般由SR 105兩端的電壓降確定。當SR105兩端的電壓(M0SFET漏極-源極電壓)從正變?yōu)樨?例如到大約_() 7V)時，SR 105的體二極管130從反偏變?yōu)檎⑶易優(yōu)閷?dǎo)通。此時，SR 105可以被接通。在這側(cè)，控制是簡單的，因為-0. 7V容易檢測。與幾個mV相比，0. 7V是相對高的閾值，并且由寄生電感器引起的電壓降不會具有更多影響。在SR 105接通后，當SR 105兩端的電壓變得過小(例如幾個mV)時，流過SR 105的電流過小。如果SR 105保持接通，則經(jīng)過SR 105的電流變?yōu)樨?，并且電?00開始將能 量從次級側(cè)傳送到初級側(cè)，這引起高損耗。負電流也能夠被當做體二極管130的反向恢復(fù)電流，這同樣引起額外的開關(guān)損耗。因此，當電流小時，轉(zhuǎn)換器關(guān)斷SR 105。另一方面，優(yōu)選的是閾值電壓盡可能地小以最小化傳導(dǎo)損耗。在SR 105關(guān)斷之后，SR 105變?yōu)槎O管并且正常關(guān)斷。在器件交替地關(guān)斷和接通的同步轉(zhuǎn)換器中，存在使兩個器件同時暫時接通的電勢，這導(dǎo)致從輸入源到地回路(ground return)的高射穿電流(shoot through current),由此可能引起不幸的結(jié)果。為了防止這一情況，關(guān)斷到接通的延遲被添加到柵極驅(qū)動信號。由于低壓轉(zhuǎn)換器的性能導(dǎo)致在示例性實施例中利用低柵閾值金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(M0SFETS)，所以同步整流器105不應(yīng)該被意外接通。當同步整流器105關(guān)斷時的高dv/dt能夠通過從漏極到柵極的電容性耦合將同步整流器105的柵極上的電壓升高到暫時接通同步整流器105的點。圖3提供了具有其寄生元件的同步整流器305的電路圖。同步整流器305包括寄生柵極電感340、寄生漏極電感350和寄生源極電感360。關(guān)注于寄生漏極電感350和寄生源極電感360，這些寄生電感歸因于封裝，并且不能被消除。寄生漏極電感350和寄生源極電感360上的di/dt引起同步整流器305兩端的額外電壓降。這一電壓降可能使得同步整流器305提早關(guān)斷并且產(chǎn)生額外傳導(dǎo)損耗。圖4提供了流過同步整流器305的電流的圖表400。圖5提供了橫跨同步整流器305、寄生漏極電感350和寄生源極電感360的電壓以及同步整流器305本身兩端的電壓的相應(yīng)圖表500。提早關(guān)閉在tl處示出，并且能夠歸因于寄生漏極電感350和寄生源極電感360的影響。波形Isk 410提供了經(jīng)過同步整流器305的電流。波形Vsense 510提供了同步整流器305兩端的電壓，并且波形Vsk提供了 MOSFET 370兩端的電壓。圖6提供同步整流器控制的系統(tǒng)的示例性實施例的電路圖600。如在圖3的電路圖中，同步整流器605包括寄生漏極電感650和寄生源極電感660。在該示例性實施例中，補償電感670被引入以抵消寄生漏極電感650和寄生源極電感660的影響。補償電感670可以由半導(dǎo)體管芯上的跡線電感形成或者由外部PCB跡線形成。也可以使用外部離散電感器。在某些半導(dǎo)體封裝中，寄生電感可以大體上固定，以便能夠修改版圖以產(chǎn)生固定的補償電感670。為了計算補償電感670的值Lc，Vsense — Vse- (Ld+Ls) dISEdtVcomp — LcdISRdt
Lc — Ld+Ls — VC0MP+VSENSE — Vse補償電感670越靠近同步整流器605，電感越低。補償電感670距同步整流器605越遠，電感越高?？梢酝ㄟ^設(shè)定補償電感670相對于同步整流器605的位置、通過設(shè)定形狀例如非限制性示例如矩形、圓形、正方形、三角形或不規(guī)則形狀/不全等形狀(incongruousshape)來設(shè)定補償電感670的值。同步整流器控制的系統(tǒng)和方法的示例性實施例也可以按照尺寸來設(shè)定補償電感670，例如設(shè)定跡線的長度和寬度。示例性實施例可以用所公開的選項之一或者多于一個選項來設(shè)定，并且可以使用一些其他類似的選項。圖7提供了用于在同步整流器705的封裝內(nèi)實現(xiàn)補償電感770的電路700。補償電感770被確定尺寸、定位和/或定形，從而補償寄生漏極電感750和寄生源極電感760。由比較器795對Votp與Vsense進行比較。在通過兼顧電阻器785和電阻器790的電阻分壓器分壓以后，Vsense被切換到比較器795的非反相輸入端。也可以基于現(xiàn)有封裝電感來計算補償電感。例如，如果使用圖7的電路圖，則補償電感器LC應(yīng)該是LD+LS。如果電路圖中的 電阻器不同，則可以基于電阻器比率計算電感。一般概念是電橋，并且感應(yīng)器之間的比率應(yīng)該等于電阻器之間的比率。圖8提供了流過同步整流器605的電流的圖表800。圖9提供了橫跨同步整流器605、寄生漏極電感650和寄生源極電感660的電壓以及同步整流器605自身兩端的電壓的相應(yīng)圖表900。圖5中在tl所示的及早關(guān)斷已經(jīng)不再存在，并且能夠歸因于補償電感670的影響。波形Isk 810提供了經(jīng)過同步整流器605的電流。波形Vsense 910提供了包括寄生電感和補償電感的封裝器件兩端的電壓，并且波形Vsk920提供了同步整流器605兩端的電壓。波BVotp 920提供了補償電感670兩端的電壓。圖10提供同步整流器控制的方法的示例性實施例的流程圖1000。在方框1010中，確定橫跨寄生漏極電感、同步整流器和寄生源極電感的電壓VSENSE。在方框1020中，確定同步整流器兩端的電壓VSK。在方框1030中，使用Vsense和Vsk確定補償電感兩端的電壓VOTP。在方框1040中，根據(jù)Votp確定補償電感LC。盡管在此公開的系統(tǒng)和方法是通過示例性同步整流器器件提供的，但是所公開的系統(tǒng)和方法將適用于具有寄生漏極電感和寄生源極電感的任何封裝半導(dǎo)體器件。此外，在此公開的系統(tǒng)和方法不僅適用于具有寄生源極電感和寄生漏極電感的MOSFET器件，也適用于具有寄生電感的任何器件。另外，盡管示例性電路是回掃轉(zhuǎn)換器，但是在此公開的系統(tǒng)和方法可適用于許多其他的電路拓撲，并且意圖包括在本公開中。
權(quán)利要求
1.一種同步整流器，其包含 在半導(dǎo)體管芯上的晶體管；和 補償電感，其被配置為補償在所述晶體管的封裝中所引入的寄生漏極電感和寄生源極電感。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的同步整流器，其中所述補償電感在所述同步整流器的封裝之外。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的同步整流器，其中所述補償電感包含在所述半導(dǎo)體管芯上的跡線或印刷電路板跡線二者至少之一。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的同步整流器，其中所述補償電感相對于所述同步整流器放置，所述位置影響所述補償電感。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的同步整流器，其中所述補償電感由矩形、圓形、正方形、三角形、規(guī)則形狀或不規(guī)則形狀中的至少一種形狀配置；并且其中所述形狀影響所述補償電感。
6.根據(jù)權(quán)利要求I所述的同步整流器，其中所述補償電感按尺寸配置，以便長度和寬度中的至少一個被配置；并且其中所述尺寸影響所述補償電感。
7.一種用于補償半導(dǎo)體器件中的寄生電感的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包含 半導(dǎo)體管芯；和 用于所述半導(dǎo)體管芯的封裝；和 補償電感，其被配置為補償寄生封裝電感。
8.根據(jù)權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其中所述半導(dǎo)體管芯包含同步整流器。
9.一種方法，其包含 確定半導(dǎo)體器件兩端的第一電壓，其中所述第一電壓包括由寄生電感產(chǎn)生的影響； 確定所述半導(dǎo)體器件兩端的第二電壓，其中所述第二電壓不具有所述寄生電感的影響； 確定第三電壓以補償所述第一電壓和所述第二電壓之間的差；以及 確定補償電感以便生成所述第三電壓；以及 將所述補償電感應(yīng)用到所述半導(dǎo)體器件。
10.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中所述半導(dǎo)體器件是同步整流器。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中所述補償電感按相對于所述同步整流器的位置、形狀和尺寸中至少之一配置；其中所述位置、形狀和尺寸影響所述補償電感。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于同步整流器控制的系統(tǒng)和方法。同步整流器包括寄生漏極電感和寄生源極電感。補償電感被引入以抵消寄生電感的影響。補償電感可以由半導(dǎo)體管芯上的跡線電感形成。在某些半導(dǎo)體封裝中，寄生電感可以大體上固定，以便能夠修改版圖以生成固定的補償電感。
文檔編號H02M3/155GK102754324SQ201080047134
公開日2012年10月24日 申請日期2010年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月20日
發(fā)明者B·陸 申請人:德克薩斯儀器股份有限公司