專利名稱：三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及逆變器研究領域，特別涉及一種二極管鉗位三電平逆變器直流母線中 點電位控制方法，具體地說是利用向逆變器指令電壓中注入某一次及一定幅值的零序分量 來控制中點電位的波動。
背景技術：
自上世紀70年代以來，能源與環(huán)保逐漸成為世界主流關注的焦點之一。隨著社會 的發(fā)展，越來越多的工業(yè)與生活領域?qū)χ小⒏邏捍笕萘磕孀兤鞯男枨笾鹉暝黾?，如在軋鋼?水泥、造紙、船舶等工業(yè)領域與高速鐵路、城市地鐵、電動汽車等公共交通領域的中、高壓大 容量變頻調(diào)速系統(tǒng)，以及為解決電網(wǎng)無功與諧波污染而大量應用的電力有源濾波器。由于 工業(yè)應用對于電壓電流等級、EMI (電磁干擾)和THD(總諧波失真度)要求的提高，傳統(tǒng)的 兩電平逆變器已經(jīng)發(fā)展到三電平逆變器，又有三電平發(fā)展到更多的電平數(shù)。由于三電平二 極管箝位式變換器較相較于其他拓撲結構具有雙向功率流控制、功率因數(shù)控制方便，拓撲 簡單穩(wěn)定等優(yōu)點，并可與其他拓撲如普通H橋級聯(lián)構成更多電平的逆變器，在高壓大功率 方面成為研究的熱點。但由于直流分壓電容充放電不均衡以及器件參數(shù)不一致等原因?qū)е?的直流母線中點電位的波動會直接導致輸出電壓的畸變，額外提高了器件耐壓等級，影響 了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。通過文獻檢索發(fā)現(xiàn)，針對中點電位波動問題，研究人員從硬件拓撲和調(diào)制方式兩 方面提出了解決方案。其中硬件拓撲方案由于增大了系統(tǒng)體積、損耗和不穩(wěn)定性，相比較 而言調(diào)制方式就有對應的全面優(yōu)勢。針對中點電位控制的調(diào)制方式主要有空間矢量調(diào)制 (SVPWM)和載波調(diào)制(SPWM)。對于三電平中點箝位逆變器而言，存在27個19種空間矢量， 通過判斷中點電流方向及中點電位的偏差，合理地選擇調(diào)制方法及對小矢量的取舍，基本 上能夠在一個開關周期實現(xiàn)對中點電位的平衡控制，但是計算量大，對于更多電平數(shù)的逆 變器，矢量和相應的開關冗余狀態(tài)及運行狀態(tài)控制復雜度都大大增加，巨大的計算量及復 雜的算法限制了其應用。而注入零序分量的SPWM方式則簡單得多也更適合于更多電平數(shù) 逆變器的使用，比如三電平逆變器模塊級聯(lián)普通H橋、混合五電平逆變器等等。對于三相三 線制系統(tǒng)而言，載波不變，往調(diào)制波中注入零序分量以對中點電位進行控制，由于無中線， 三相輸出線電壓中不包含零序分量，同時注入零序分量還能提高直流電源電壓利用率、降 低開關損耗的作用。雖然有如此多的優(yōu)點，從上世紀90年代就有研究人員開始研究，并且 最近幾年有相關實驗結果，但是現(xiàn)有的文獻表明這方面的研究工作缺乏嚴謹?shù)睦碚摲治鰜?證明往調(diào)制波中注入零序分量這一方法的有效性，并且未能證明注入幾次零序分量以及注 入的幅度和相位如何合理取值才能夠有效地控制中點電位的波動。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述現(xiàn)有理論與技術上存在的缺陷或不足，本發(fā)明的目的在于提出一種二極 管箝位三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法。該控制方法可在不增加附加電路，且比SVPWM方法的計算量大為減小的條件下，就能有效地控制三電平逆變器直流母線中點電 位波動在合理范圍，以確保逆變器具有較好的輸出電壓波形。為達到以上目的，本發(fā)明是采取如下技術方案予以實現(xiàn)的一種三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法，其特征在于，包括以下步驟步驟1，控制兩個分壓電容的總電壓ud。Jutk2 ；步驟2，檢測二極管箝位三電平直流母線上下分壓電容電壓Udel和Ude2，兩個值作 差得到電壓差Aud。；步驟3，測量逆變器基波電流及主要次諧波電流相對于電網(wǎng)側(cè)電壓的幅度與初始
相位角，并利用公式計算相位角Φ，計算公式如下
U1 sin(p) + U0 cos(^z -a)+ U5 cos(5^z>-Θ5) + ΙΙ7 cos(7^z>-θ )-\-----\~Un ζοφιφ-θη) = 0 ,其中U1為電網(wǎng)相電壓，Utl為需補償?shù)幕娏鹘?jīng)電感微分后的幅值，α為無功初 始相位角，Un為需補償?shù)摩谴沃C波經(jīng)電感微分后的幅值，θ η為η次諧波相對于基波的初始 相位，其中η為奇數(shù)；步驟4，由步驟2測得的分壓電容電壓差Aud。通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到需要注入的 零序分量的幅值，由步驟3得到的相位角Φ通過計算注入6次零序分量的初始相位角β， β = 6 Φ，得到PWM調(diào)制波的微調(diào)指令Δ< ；步驟5，將步驟4得到的微調(diào)指令通過3路加法器分別同微調(diào)前逆變器三相PWM 調(diào)制波作加法，其輸出作為最終的三相PWM調(diào)制波。上述步驟中，所述的主要次諧波指5、7、11、13次諧波。本發(fā)明利用向PWM調(diào)制波中注入一定幅值和相位的6次零序分量，實現(xiàn)對于二極 管箝位三電平逆變器直流母線中點電位控制，無需額外的輔助裝置，方法簡單易行。從仿 真結果中可以看到，本發(fā)明能夠很好地實現(xiàn)對二極管箝位三電平逆變器直流母線中點電位 控制。并且對于逆變器輸出基波電壓諧波電壓以及基波電流諧波電流的情況都適用。由于 APF (有源電力濾波器)既可以輸出基波電流諧波電流又可以輸出基波電壓諧波電壓，故而 本發(fā)明以APF作為本發(fā)明的典型示例控制對象來驗證本發(fā)明的有效性。


圖1為二極管箝位三電平逆變器作APF(有源電力濾波器)主電路結構。圖2為本發(fā)明的控制系統(tǒng)框圖。圖3為三相逆變器典型輸出波形。圖4為圖1等效損耗電阻R1為150 Ω而R2為100 Ω并且不加控制策略時直流母 線電壓仿真波形；其中(a)為直流母線總電壓udc;1+Ud。2的仿真波形；(b)為分壓電容C1上的 電壓udc;1的仿真波形；(c)為分壓電容C2上的電壓ud。2的仿真波形；圖5為圖1等效損耗電阻R1為150 Ω而R2為100 Ω加控制策略時直流母線電壓仿 真波形；其中(a)為直流母線總電壓udc;1+ud。2的仿真波形；(b)為分壓電容C1上的電壓Udca 的仿真波形；(c)為分壓電容C2上的電壓ud。2的仿真波形；
具體實施例方式參照圖1，三相電源1和非線性負載2之間連接串聯(lián)二極管箝位三電平逆變器3。 二極管箝位三電平逆變器3由直流側(cè)儲能元件C1和C2、等效損耗電阻R1和R2、電壓源型PWM 逆變器，其中直流側(cè)儲能元件一般由電力電容器串并聯(lián)構成，電壓源型PWM逆變器采用全 控器件如IGBT、GT0等組成。進線電感31、32和33—端串聯(lián)在A、B、C三相電壓源型PWM變 換器上，另一端并聯(lián)在三相電源1和非線性負載2之間，其參數(shù)的選擇主要取決于電壓源型 PWM變換器的開關頻率。為了敘述方便，電源三相電壓記為us，即usa、usb, Us。；電源三相電流記為is，即 isa、U、isc ；直流母線上下分壓電容電壓分別為Utkl和ud。2 ；直流側(cè)電壓的給定值記為Uref ； 逆變器輸出的三相補償電流記為i。，即i。a、i。b、i。。；三相負載電流記為I即ila、ilb、ilc。參照圖2，本發(fā)明中的二極管箝位三電平逆變器直流母線電壓控制方法，包括兩部 分，第一部分為傳統(tǒng)的方法，將直流側(cè)電壓(Udc;1+Ud。2)與參考值Uref作差得到誤差信號，并 將誤差信號加入到三相負載電流經(jīng)dq解耦之后得到的I1 d上，以控制兩個分壓電容的總電 壓。另一部分為本發(fā)明中提出的控制方法，將經(jīng)過計算后得到的適當幅值與相位的零序分 量，即微調(diào)指令，加入到為調(diào)整前的指令電壓中，具體步驟如下步驟1，檢測二極管箝位三電平直流母線上下分壓電容電壓Udel和Ude2，兩個值作 差得到電壓差Audc。步驟2，測量逆變器基波電流及主要次(這里取5次)諧波電流相對于電網(wǎng)側(cè)電壓 的幅度與初始相位角，并利用公式計算對于在一個基波周期中，逆變器U相輸出電壓過零 點的相位角Φ，參見圖3 (三相輸出波形為基波加五次和六次諧波)所示，計算公式如下U lSin ( Φ) +U0Cos ( Φ - α ) +U5Cos (5 Φ _ θ 5)) = 0，其中U1為電網(wǎng)相電壓，U0為基波無功幅值， α為無功初始相位角，U5為需補償?shù)?次諧波經(jīng)電感微分后的幅值，θ 5為5次諧波相對于 基波的初始相位。步驟3，由步驟1測得的分壓電容電壓差Aud。通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到需要注入 的零序分量的幅值U6,由步驟2得到的相位角Φ通過β =6Φ計算注入零序分量的初始 相位角，得到PWM調(diào)制波的微調(diào)指令，Auf0 = U6 η(6ω - β)。步驟4，將步驟3得到的微調(diào)指令Δ<通過3路加法器分別同微調(diào)前逆變器三相PWM 調(diào)制波作加法，其輸出作為最終的三相PWM調(diào)制波。如圖5、6所示，本發(fā)明利用MATLAB中的simulink模塊對本發(fā)明方法進行了仿真 驗證。從圖5可看出，未采用本發(fā)明控制方法，由于上下分壓電容側(cè)損耗不相等，經(jīng)過0.6 秒之后，上下分壓電容電壓差達到200V ；從圖6可看出，采用本發(fā)明控制方法，雖然上下分 壓電容側(cè)側(cè)損耗不相等，但是整個過程中分壓電容電壓始終能夠穩(wěn)定在400V，其波動幅度 合理。兩者比較可以看出，本發(fā)明控制方法能夠很好得控制住二極管箝位三電平直流母線 中點電位。
權利要求
一種三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法，其特征在于，包括以下步驟步驟1，控制兩個分壓電容的總電壓udc1+udc2；步驟2，檢測二極管箝位三電平直流母線上下分壓電容電壓udc1和udc2，兩個值作差得到電壓差Δudc；步驟3，測量逆變器基波電流及主要次諧波電流相對于電網(wǎng)側(cè)電壓的幅度與初始相位角，并利用公式計算相位角φ，計算公式如下其中U1為電網(wǎng)相電壓，U0為需補償?shù)幕娏鹘?jīng)電感微分后的幅值，α為無功初始相位角，Un為需補償?shù)膎次諧波經(jīng)電感微分后的幅值，θn為n次諧波相對于基波的初始相位，其中n為奇數(shù)；步驟4，由步驟2測得的分壓電容電壓差Δudc通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到需要注入的零序分量的幅值，由步驟3得到的相位角φ通過計算注入6次零序分量的初始相位角β，β＝6φ，得到PWM調(diào)制波的微調(diào)指令步驟5，將步驟4得到的微調(diào)指令通過3路加法器分別同微調(diào)前逆變器三相PWM調(diào)制波作加法，其輸出作為最終的三相PWM調(diào)制波。FDA0000026976640000011.tif,FDA0000026976640000012.tif,FDA0000026976640000013.tif
2.根據(jù)權利要求1所述的三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法，其特征在于， 所述的主要次諧波指5、7、11、13次諧波。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種三電平逆變器直流母線中點電位的控制方法，包括兩部分，第一部分為傳統(tǒng)的方法，將直流側(cè)電壓(udc1+udc2)與參考值Uref作差得到誤差信號，并將誤差信號加入到三相負載電流經(jīng)dq解耦之后得到的i1_d上，以控制兩個分壓電容的總電壓，另一部分為本發(fā)明中提出的控制方法，將經(jīng)過計算后得到的適當幅值與相位的零序分量，即微調(diào)指令，加入到為調(diào)整前的指令電壓中。
文檔編號H02M7/5395GK101976968SQ20101029036
公開日2011年2月16日 申請日期2010年9月25日 優(yōu)先權日2010年9月25日
發(fā)明者何英杰, 劉進軍, 王新宇 申請人:西安交通大學