本發(fā)明涉及電機(jī)控制技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種無(wú)電解電容逆變器永磁同步電機(jī)的起動(dòng)方法。

背景技術(shù)：

隨著電機(jī)設(shè)計(jì)、電機(jī)制造水平及材料性能大幅提升，同時(shí)伴隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，基于矢量控制技術(shù)的電機(jī)逆變器系統(tǒng)以其高功率密度、高可靠性及低成本等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車、數(shù)控機(jī)床、機(jī)器人、變頻空調(diào)等領(lǐng)域。傳統(tǒng)逆變器前級(jí)為工頻交流輸入的不可控整流器，母線用大容值電解電容穩(wěn)定母線電壓，電解電容體積大、壽命有限，這極大限制了系統(tǒng)的小型化和使用壽命。另一方面，母線上大容值電解電容濾波導(dǎo)致電網(wǎng)側(cè)產(chǎn)生嚴(yán)重的諧波污染，近年來(lái)在我國(guó)和歐洲等國(guó)家/地區(qū)，對(duì)于逆變器產(chǎn)生的電源高次諧波的限制標(biāo)準(zhǔn)越來(lái)越嚴(yán)格，例如我國(guó)的3c認(rèn)證規(guī)定對(duì)每相電流小于16a的家用空調(diào)系統(tǒng)，各次電流諧波限值必須滿足iec6100-3-2的a類標(biāo)準(zhǔn)。為改善網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，大電解電容的逆變器系統(tǒng)需要增加功率因數(shù)校正(pfc)電路，這又增加了系統(tǒng)的損耗和成本。為了解決上述問(wèn)題，日本長(zhǎng)岡科技大學(xué)kazuyainazuma,hiroakiutsugi,kiyoshiohishi等人在《ieeetransactionsonindustrialelectronics》(vol.60,no.10,october2013,p4427～4437)雜志上提出了一種無(wú)電解電容逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制方法(high-power-factorsingle-phasedioderectifierdrivenbyrepetitivelycontrolledipmmotor)，用容值只有幾十微法的薄膜電容取代傳統(tǒng)逆變器中的大容值電解電容，通過(guò)控制電機(jī)的瞬時(shí)功率與交流輸入電壓的形狀匹配，不但可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的調(diào)速，而且可以減少輸入電流的諧波，從而實(shí)現(xiàn)電機(jī)逆變器的高功率因素。但是這種無(wú)電解電容逆變器技術(shù)方案只是針對(duì)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行工況的，并沒(méi)有提及電機(jī)的起動(dòng)控制方案。

而速度調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)是永磁同步電機(jī)矢量控制起動(dòng)策略的重要環(huán)節(jié)，起動(dòng)技術(shù)中基于pi調(diào)節(jié)的速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)和積分增益系數(shù)是根據(jù)負(fù)載特性及硬件電路過(guò)流、過(guò)壓閾值來(lái)進(jìn)行設(shè)置的，pi速度調(diào)節(jié)器的輸出直接決定q軸電流iq給定值的大小。pi速度調(diào)節(jié)器的比例增益系數(shù)取值越大，電機(jī)的起動(dòng)力矩越大、動(dòng)態(tài)特性越好，但逆變器的起動(dòng)電流也越大，情況嚴(yán)重時(shí)可能導(dǎo)致逆變器過(guò)流損壞；而當(dāng)pi速度調(diào)節(jié)器的比例增益系數(shù)取值偏小時(shí)，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性和帶負(fù)載能力將變差。對(duì)于無(wú)電解電容逆變器，由于采用的是容值較小的薄膜電容作為濾波電容，電機(jī)起動(dòng)過(guò)程中直流母線電壓跌落嚴(yán)重，導(dǎo)致電機(jī)起動(dòng)力矩的下降，如何根據(jù)負(fù)載的情況選取最佳的速度調(diào)節(jié)器參數(shù)，使電機(jī)的起動(dòng)力矩達(dá)到最大而又不出現(xiàn)硬件系統(tǒng)的過(guò)流、過(guò)壓?jiǎn)栴}，是一個(gè)非常重要的研究課題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出了一種無(wú)電解電容逆變器永磁同步電機(jī)的起動(dòng)方法，將速度調(diào)節(jié)器的輸出乘變比例系數(shù)作為q軸電流給定值且這個(gè)變比例系數(shù)與直流母線電壓瞬時(shí)值成正比。由于無(wú)電解電容逆變器在起動(dòng)階段母線電壓隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的上升而迅速降落，母線電壓降落的幅度間接反映了負(fù)載的大小，本發(fā)明可在設(shè)置盡可能大的速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)、獲得盡可能大的電機(jī)起動(dòng)力矩的前提下，根據(jù)起動(dòng)負(fù)載的大小自動(dòng)調(diào)節(jié)實(shí)際的q軸電流給定值，有效抑制逆變器起動(dòng)電流的過(guò)流問(wèn)題。

本發(fā)明可以通過(guò)以下技術(shù)方案來(lái)實(shí)現(xiàn)：

一種無(wú)電解電容逆變器永磁同步電機(jī)的起動(dòng)方法，系統(tǒng)硬件包括：交流電源ac、電感l(wèi)、不控整流橋br、薄膜電容c、功率模塊、永磁同步電機(jī)，以及軟件計(jì)算單元包括：電機(jī)轉(zhuǎn)速計(jì)算單元、clark變換單元、park變換單元、速度調(diào)節(jié)器單元、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換單元、svpwm計(jì)算單元，所述方法包括以下步驟：

s11：電流采集傳感器通過(guò)采樣測(cè)量到電機(jī)定子相電流iu、iv,并通過(guò)計(jì)算獲得第三相定子電流iw＝-iu-iv，測(cè)量所述薄膜電容端的直流母線電壓vc，計(jì)算電壓平均值vavg，計(jì)算比例系數(shù)k＝vc/vavg,比例系數(shù)k是一個(gè)變量，與直流母線電壓vc成正比；

s12：位置傳感器檢測(cè)電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置角θ，對(duì)轉(zhuǎn)子位置角θ微分得到電機(jī)的機(jī)械轉(zhuǎn)速ωr＝dθ/dt；

s13：將轉(zhuǎn)子位置角θ提供給所述park變換單元及所述park逆變換單元進(jìn)行計(jì)算，將電機(jī)定子相電流iu、iv、iw經(jīng)過(guò)進(jìn)行clark變換和park變換得到電機(jī)定子電流的d軸分量id和q軸分量iq；

s14：速度調(diào)節(jié)器采用pi調(diào)節(jié)控制,給定轉(zhuǎn)速ωset作為速度調(diào)節(jié)器輸入，上述步驟s12中計(jì)算得到的電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速ωr作為速度調(diào)節(jié)器反饋，速度調(diào)節(jié)器的輸出為定子電流is，設(shè)置d軸電流參考量設(shè)置q軸電流參考量為速度調(diào)節(jié)器輸出與變比例系數(shù)k的乘積：

s15：電流調(diào)節(jié)器采用pi調(diào)節(jié)控制，所述d、q軸電流參考量為電流調(diào)節(jié)器的輸入量，上述步驟s13中計(jì)算得到的d、q軸電流分量id、iq作為電流調(diào)節(jié)器的反饋，電流調(diào)節(jié)器的輸出作為d、q坐標(biāo)系的電壓分量vd、vq；

s16：所述電壓分量的vd、vq根據(jù)轉(zhuǎn)子位置角θ，通過(guò)park逆變換計(jì)算出α、β直角坐標(biāo)系的電壓分量vα、vβ；

s17：所述電壓分量vα、vβ通過(guò)svpwm計(jì)算單元計(jì)算出功率模塊中六個(gè)igbt功率管導(dǎo)通的占空比，產(chǎn)生相應(yīng)的6路pwm信號(hào)；

s18：所述功率模塊按6路pwm信號(hào)提供的邏輯驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)工作。

所述方法將速度調(diào)節(jié)器的輸出與直流母線電壓值結(jié)合起來(lái)，按步驟s14的方法計(jì)算q軸電流給定值這種方法可以提高電機(jī)的起動(dòng)能力，同時(shí)有效減小逆變器的起動(dòng)電流。

進(jìn)一步的，逆變器中所述薄膜電容c的容值小于50微法。

進(jìn)一步的，永磁同步電機(jī)的d、q軸電壓方程為：

d、q軸磁鏈方程為：

永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

tem＝pn(ψdiq-ψqid)(3)

式(1)、(2)、(3)中：vd、vq、id、iq分別為d、q軸電壓和電流；rs為定子電阻；ld、lq分別為d、q軸電感；ψd、ψq分別為d、q軸磁鏈；ψf為永磁體磁鏈；ω為電角速度；pn為電機(jī)極對(duì)數(shù)；tem為電磁轉(zhuǎn)矩；

永磁同步電機(jī)的運(yùn)動(dòng)方程為：

式中：j為電機(jī)轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；ωr為機(jī)械角速度；b為粘滯阻尼系數(shù)；tl為負(fù)載轉(zhuǎn)矩。

進(jìn)一步的，采用基于pi調(diào)節(jié)的速度控制器，按如下公式計(jì)算定子電流is：

式中kp表示速度控制比例增益系數(shù)，ki表示速度控制積分增益系數(shù)，ωr為電機(jī)的實(shí)際速度，ωset為電機(jī)的給定速度,τ表示時(shí)間，t表示當(dāng)前時(shí)間。

進(jìn)一步的，d、q軸電流給定值由速度調(diào)節(jié)器輸出is乘一個(gè)比例系數(shù)k得出：

式中uc為薄膜電容端的直流母線電壓，uavg為母線電壓平均值，k為一個(gè)在起動(dòng)過(guò)程中變化的比例系數(shù)，與直流母線電壓uc成正比。

附圖說(shuō)明：

圖1為本發(fā)明電機(jī)起動(dòng)階段采用的矢量控制框圖；

圖2為本發(fā)明的起動(dòng)控制流程圖；

圖3為方案1起動(dòng)特性曲線(kp＝0.006、tl＝1.0nm)；

圖4為方案2起動(dòng)特性曲線(kp＝0.004、tl＝1.0nm)；

圖5為方案3起動(dòng)特性曲線(kp＝0.004、tl＝1.5nm)；

圖6為方案4起動(dòng)特性曲線(kp＝0.006、tl＝1.0nm)；

圖7為方案5起動(dòng)特性曲線(kp＝0.006、tl＝2.0nm)。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。本實(shí)施例以本發(fā)明技術(shù)方案為前提進(jìn)行實(shí)施，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施例。

作為本發(fā)明的一個(gè)具體的可實(shí)施例，本發(fā)明的一種永磁同步電機(jī)無(wú)電解電容逆變器如圖1所示，系統(tǒng)硬件包括：交流電源ac、電感l(wèi)、不控整流橋br、薄膜電容c、功率模塊、永磁同步電機(jī)。

軟件計(jì)算單元包括：電機(jī)轉(zhuǎn)速計(jì)算單元、clark變換單元、park變換單元、速度調(diào)節(jié)器單元、電流調(diào)節(jié)器、park逆變換單元、svpwm計(jì)算單元等。

不同于傳統(tǒng)逆變器中容值幾百微法甚至幾千微法的電解電容，本發(fā)明系統(tǒng)中薄膜電容c的容值只有幾十微法，具體的，所述薄膜電容c的容值小于50微法，更具體的，所述薄膜電容c的容值為20μf。

此外，電路輸入220v/50hz的交流電，所采用的電感l(wèi)大小為5mh。

本發(fā)明在電機(jī)起動(dòng)階段采用的起動(dòng)控制流程圖如圖2所示，提供了一種無(wú)電解電容逆變器永磁同步電機(jī)的起動(dòng)方法，包括如下步驟：

s11：電流采集傳感器通過(guò)采樣測(cè)量到電機(jī)定子相電流iu、iv,并通過(guò)計(jì)算獲得第三相定子電流iw＝-iu-iv。測(cè)量薄膜電容端的直流母線電壓vc，計(jì)算電壓平均值vavg，計(jì)算比例系數(shù)k＝vc/vavg,比例系數(shù)k是一個(gè)變量，與直流母線電壓vc成正比。

s12：位置傳感器檢測(cè)電機(jī)的轉(zhuǎn)子位置角θ，對(duì)轉(zhuǎn)子位置角θ微分得到電機(jī)的機(jī)械轉(zhuǎn)速ωr＝dθ/dt。

s13：將轉(zhuǎn)子位置角θ提供給park變換及其逆變換進(jìn)行計(jì)算，將電機(jī)定子相電流iu、iv、iw經(jīng)過(guò)進(jìn)行clark變換和park變換得到電機(jī)定子電流的d軸分量id和q軸分量iq。

s14：速度調(diào)節(jié)器采用pi調(diào)節(jié)控制,給定轉(zhuǎn)速ωset作為速度調(diào)節(jié)器輸入，上述步驟s12中計(jì)算得到的電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速ωr作為速度調(diào)節(jié)器反饋，速度調(diào)節(jié)器的輸出為定子電流is。設(shè)置d軸電流參考量設(shè)置q軸電流參考量為速度調(diào)節(jié)器輸出與變比例系數(shù)k的乘積：

s15：電流調(diào)節(jié)器采用pi調(diào)節(jié)控制，所述d、q軸電流參考量為電流調(diào)節(jié)器的輸入量，上述步驟s13中計(jì)算得到的d、q軸電流分量id、iq作為電流調(diào)節(jié)器的反饋，電流調(diào)節(jié)器的輸出作為d、q坐標(biāo)系的電壓分量vd、vq。

s16：所述電壓分量的vd、vq根據(jù)轉(zhuǎn)子位置角θ，通過(guò)park逆變換計(jì)算出α、β直角坐標(biāo)系的電壓分量vα、vβ。

s17：所述電壓分量vα、vβ通過(guò)svpwm計(jì)算單元計(jì)算出功率模塊中六個(gè)igbt功率管導(dǎo)通的占空比，產(chǎn)生相應(yīng)的6路pwm信號(hào)。

s18：功率模塊按6路pwm信號(hào)提供的邏輯驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)工作。

本發(fā)明將速度調(diào)節(jié)器的輸出與直流母線電壓值結(jié)合起來(lái)，按步驟s14的方法計(jì)算q軸電流給定值這種方法可以提高電機(jī)的起動(dòng)轉(zhuǎn)矩，同時(shí)有效減小逆變器的起動(dòng)電流。

其中，本發(fā)明實(shí)施例矢量控制中永磁同步電機(jī)的在d、q軸電壓方程為：

d、q軸磁鏈方程為：

永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

tem＝pn(ψdiq-ψqid)(3)

式(1)、(2)、(3)中：vd、vq、id、iq分別為d、q軸電壓和電流；rs為定子電阻；ld、lq分別為d、q軸電感；ψd、ψq分別為d、q軸磁鏈；ψf為永磁體磁鏈；ω為電角速度；pn為電機(jī)極對(duì)數(shù)；tem為電磁轉(zhuǎn)矩。

永磁同步電機(jī)的運(yùn)動(dòng)方程為：

式中：j為電機(jī)轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；ωr為機(jī)械角速度；b為粘滯阻尼系數(shù)；tl為負(fù)載轉(zhuǎn)矩。

本實(shí)施例永磁同步電機(jī)的參數(shù)如下：額定直流電壓310v；額定功率1200w；機(jī)械角速度ωr的變化范圍600～12000r/min；極對(duì)數(shù)pn為2；定子電阻rs為0.65ω；定子直軸電感l(wèi)d為8.8mh；定子交軸電感l(wèi)q為14.4mh；反電勢(shì)系數(shù)ke為26.5v/krpm；電機(jī)轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量j為7.6*10^-4kg*m²；電機(jī)起動(dòng)負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl設(shè)為1.0～2.0nm。

本發(fā)明實(shí)施例起動(dòng)方案中采用基于pi調(diào)節(jié)的速度控制器，按如下公式計(jì)算定子電流is：

式中kp表示速度控制比例增益系數(shù)，ki表示速度控制積分增益系數(shù)，ωr為電機(jī)的實(shí)際速度，ωset為電機(jī)的給定速度,τ表示時(shí)間，t表示當(dāng)前時(shí)間。

為了證明本發(fā)明所述起動(dòng)方法的優(yōu)越性，本實(shí)施例在matlab平臺(tái)上采用兩種不同的計(jì)算公式來(lái)計(jì)算d、q軸電流給定值

第一種計(jì)算方法和現(xiàn)有技術(shù)中大容值電解電容逆變器中采用的方法相同，d、q軸電流給定值由速度調(diào)節(jié)器輸出is和轉(zhuǎn)矩角β按下式計(jì)算：

第二種計(jì)算方法，d、q軸電流給定值按本發(fā)明提出的思路計(jì)算，由速度調(diào)節(jié)器輸出is乘一個(gè)比例系數(shù)k得出：

式中uc為薄膜電容端的直流母線電壓，uavg為母線電壓平均值，k為一個(gè)在起動(dòng)過(guò)程中變化的比例系數(shù)，與直流母線電壓uc成正比。

本發(fā)明實(shí)施例分別采用公式(6)或公式(7)計(jì)算通過(guò)設(shè)置不同的速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp和不同的負(fù)載轉(zhuǎn)矩值tl，對(duì)不同起動(dòng)方案下電機(jī)起動(dòng)速度、q軸電流iq、母線電壓vc、交流輸入電流iac、負(fù)載起動(dòng)能力進(jìn)行了對(duì)比。如下表1給出了五種起動(dòng)方案的比例增益系數(shù)kp、負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl和交流輸入電流iac的峰值。五種起動(dòng)方案pi速度調(diào)節(jié)器的積分增益系數(shù)ki都取0.1，積分周期都取0.001s。本實(shí)施例中速度調(diào)節(jié)器的飽和值設(shè)為15a，硬件系統(tǒng)過(guò)流閾值為18a，電機(jī)的給定速度ωset為2000r/min。

表1五種起動(dòng)方案的對(duì)比

實(shí)施例方案1、方案2、方案3和現(xiàn)有技術(shù)中大容值電解電容逆變器中采用的起動(dòng)方法相同，d、q軸電流給定值計(jì)算依據(jù)為公式(6)；而實(shí)施例方案4、方案5采用了本發(fā)明提出的起動(dòng)方案，d、q軸電流給定值計(jì)算依據(jù)為公式(7)。如圖3～圖6分別為五種方案對(duì)應(yīng)的起動(dòng)特性曲線。方案1、方案2、方案3采用公式(6)計(jì)算時(shí)，轉(zhuǎn)矩角β取0°，

對(duì)于無(wú)電解電容逆變器，系統(tǒng)剛上電時(shí)薄膜電容有一個(gè)幾毫秒的充電過(guò)程，因此在圖3～圖6的五種方案中電機(jī)都假定是從0.02s開始起動(dòng)的，這時(shí)電薄膜電容的充電已經(jīng)完成，端電壓已穩(wěn)定在310v。

如圖3為方案1的起動(dòng)特性曲線，方案1的負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl為1.0nm，速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp取0.006，由于電機(jī)轉(zhuǎn)子慣量(j＝7.6*10^-4kg*m²)的作用，電機(jī)的速度上升是一個(gè)逐步上升的過(guò)程，而給定速度ωset為2000r/min，方案1采用公式(6)計(jì)算q軸電流給定值系統(tǒng)的q軸電流iq在(0.02s～0.022s)的0.002s內(nèi)就上升到了14.8a，相應(yīng)地交流輸入電流iac也在0.002s內(nèi)上沖到峰值19.3a。方案1的起動(dòng)電流超過(guò)了硬件過(guò)流閾值18a。方案1電機(jī)經(jīng)過(guò)0.55s穩(wěn)定在給定轉(zhuǎn)速2000r/min。

為了減小系統(tǒng)的起動(dòng)電流，一個(gè)有效的方法是適當(dāng)減小速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp，方案2是在方案1的基礎(chǔ)上將比例增益系數(shù)kp減小得到的方案。如圖4為方案2的起動(dòng)特性曲線，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl仍為1.0nm，但比例增益系數(shù)kp降低到0.004。系統(tǒng)的q軸電流iq在(0.02s～0.022s)的0.002s內(nèi)只上升到9.0a，輸入電流iac是在0.0145s附近達(dá)到峰值14.5a的。方案2通過(guò)減小速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp，將起動(dòng)電流峰值從19.3a降到了14.5a，這樣滿足系統(tǒng)硬件的要求。方案2電機(jī)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間較方案1稍有增加，經(jīng)過(guò)0.75s穩(wěn)定在給定轉(zhuǎn)速2000r/min。

為了考察降低比例增益系數(shù)kp對(duì)負(fù)載起動(dòng)能力的影響，在方案2的基礎(chǔ)上增加負(fù)載轉(zhuǎn)矩得到方案3。如圖5為方案3的起動(dòng)特性曲線，比例增益系數(shù)kp為0.004，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl增加到1.5nm，這時(shí)起動(dòng)電流峰值比方案2明顯增大，在0.06s處達(dá)到峰值16.5a，接近硬件過(guò)流閾值18a。方案3的電機(jī)動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間進(jìn)一步增加，經(jīng)過(guò)0.80s才穩(wěn)定在給定轉(zhuǎn)速2000r/min。比例增益系數(shù)kp為0.004時(shí)，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl繼續(xù)增加到2.0nm時(shí)，電機(jī)已無(wú)法順利起動(dòng)。

綜合方案1、2、3可見，現(xiàn)有技術(shù)按公式(6)計(jì)算q軸電流給定值需要根據(jù)負(fù)載的情況不斷優(yōu)化比例增益系數(shù)kp取值，才可能既出現(xiàn)過(guò)流又獲得較大的起動(dòng)轉(zhuǎn)矩，這給系統(tǒng)控制增加了難度。

方案4為本發(fā)明的起動(dòng)方法，負(fù)載轉(zhuǎn)矩和比例增益系數(shù)與方案1相同，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl為1.0nm，速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp取0.006，按公式(7)計(jì)算q軸電流給定值如圖6為方案4的起動(dòng)特性曲線。因?yàn)閝軸電流給定值由速度調(diào)節(jié)器輸出與母線電壓同時(shí)決定，q軸電流iq在(0.02s～0.025s)的0.005s內(nèi)才上升到15.1a，交流輸入電流iac在0.083s附近才上升到峰值6.5a，這比方案1的峰值19.3a大大減小。而方案4電機(jī)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度與方案1相當(dāng)，在0.6s處穩(wěn)定在給定轉(zhuǎn)速2000r/min。

為了進(jìn)一步考察本發(fā)明的負(fù)載起動(dòng)能力，在方案4的基礎(chǔ)上繼續(xù)增加負(fù)載轉(zhuǎn)矩得到方案5。方案5速度調(diào)節(jié)器比例增益系數(shù)kp取0.006，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl為2.0nm。如圖7為方案5的起動(dòng)特性曲線，輸入電流iac在0.4s附近達(dá)到峰值10.1a，大大低于硬件過(guò)流閾值18a；電機(jī)在0.8s附近穩(wěn)定在給定轉(zhuǎn)速。更重要的是，采用與方案4相同的比例增益系數(shù)kp，負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl增大到2.0n電機(jī)還可以順利起動(dòng)；而對(duì)于方案3，當(dāng)負(fù)載轉(zhuǎn)矩tl增加到2.0nm時(shí)，電機(jī)已無(wú)法順利起動(dòng)。證明本發(fā)明除可降低起動(dòng)電流外還一個(gè)優(yōu)點(diǎn)：具有比方案1、2、3更強(qiáng)的帶負(fù)載起動(dòng)能力。

綜合上述五種起動(dòng)方案可見，采用本發(fā)明的起動(dòng)方法，按公式(7)計(jì)算q軸電流給定值取同樣的比例增益系數(shù)kp，可以大大降低系統(tǒng)起動(dòng)電流，同時(shí)具有更強(qiáng)的負(fù)載起動(dòng)能力。

以上所述方案4、方案5是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。