專利名稱：一種功率因數(shù)校正電路的控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電源領(lǐng)域的功率因數(shù)校正電路的控制方法，尤其涉及不間斷電源UPS領(lǐng)域的功率因數(shù)校正電路PFC的數(shù)字控制技術(shù)的改進(jìn)。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有的中大功率三相功率因數(shù)技術(shù)通常采用晶閘管相控整流的方式，或者不控整流橋加升壓式BOOST電路的方式。由于三相UPS的變換功率大，消耗電能多，因此要求設(shè)備輸入功率因數(shù)符合標(biāo)準(zhǔn)；另外三相UPS負(fù)載類型多，有阻性、感性、容性及整流非線性負(fù)載以及幾種負(fù)載的組合，要求UPS能夠適應(yīng)各種負(fù)載，具備較強(qiáng)過載能力，而且輸出具備隔離變壓器，消除輸出直流成分。三相UPS主電路由整流器和逆變器兩部分組成，整流器采用的電路形式現(xiàn)在一般有兩種，第一種是三相可控硅全橋六脈波整流電路，簡稱甲，如圖1a所示；第二種是三相六開關(guān)矢量控制整流電路，簡稱乙，如圖1b所示。而逆變器采用的電路一般也有兩種，第一種是采用三個(gè)單相全橋逆變電路相位互差120度并聯(lián)形成三相輸出逆變電路，簡稱丙，如圖2a所示；第二種是使用三相六開關(guān)矢量控制逆變電路，簡稱丁，如圖2b所示。整流器甲、乙和逆變器丙、丁進(jìn)行組合可以形成四種形式的三相輸出UPS裝置。但是這幾種UPS分別存在一定問題整流器甲由六個(gè)可控硅V1～V6和直流濾波電解電容C1構(gòu)成，如圖1a所示，通過三相相控整流方式將三相交流市電A、B、C變換為D、E點(diǎn)之間的脈動直流電壓。使用整流器甲形式的UPS的問題是，由于采用可控硅整流，為了實(shí)現(xiàn)整流器輸出直流母線電壓穩(wěn)定，要求直流電壓穩(wěn)壓值低于市電輸入范圍下限平均值，可控硅的導(dǎo)通角小于180度，輕載或高壓輸入情況下的導(dǎo)通角更小，導(dǎo)致市電輸入范圍下限變窄；同時(shí)三相輸入電流不連續(xù)，輸入功率因數(shù)很低，最大為0.8，而且功率因數(shù)與可控硅導(dǎo)通角成反比，輕載情況下可控硅導(dǎo)通角很小，功率因數(shù)也相應(yīng)降低，無法滿足信息產(chǎn)業(yè)部《YD/T1095通信不間斷電源-UPS》標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定＞0.85的限值要求。此外，輸入諧波電流較大，額外增加了輸入電源容量要求，例如采用油機(jī)供電時(shí)，要求油機(jī)的輸出容量與UPS的輸出容量達(dá)到3∶1要求，浪費(fèi)能源。為了提高輸入功率因數(shù)和降低諧波，有些UPS輸入采用12脈波移相整流電路或者額外增加輸入無源濾波器，雖然可以使諧波降低到10％左右，但是功率因數(shù)仍然無法提高；同時(shí)由于增加了輸入變壓器和工頻電感，導(dǎo)致UPS整機(jī)變換效率降低2個(gè)百分點(diǎn)，造成變換效率又不滿足YD/T1095標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的≥90％限值要求。
整流器乙由開關(guān)管Q1～Q6、輸入電感L1～L3和直流濾波電容C2構(gòu)成，如圖1b所示，通過三相矢量控制方式將三相交流市電A、B、C變換為D、E點(diǎn)之間的穩(wěn)定的直流電壓。使用整流器乙的UPS雖然輸入功率因數(shù)能夠達(dá)到0.99，總諧波電流失真度可以低于5％，但是存在三方面的問題，首先為了防止開關(guān)管反向并聯(lián)的二極管直通，這種電路對交流市電輸入上限有限制，不能超過380V+15％；其次在三相輸入市電缺相時(shí)整流器無法工作，需要轉(zhuǎn)UPS后備蓄電池組工作，導(dǎo)致UPS對電網(wǎng)適應(yīng)能力較差，轉(zhuǎn)電池逆變工作的次數(shù)增加，降低UPS后備蓄電池組的使用壽命；第三，由于三相六開關(guān)矢量控制整流電路工作在升壓狀態(tài)，為了保證輸出電壓能與后備蓄電池組電壓直接并聯(lián)，必須在輸入端配置工頻降壓變壓器，增加了整機(jī)體積、重量和成本，降低了變換效率。
逆變器丙由Q7～Q18共12個(gè)開關(guān)管、工頻變壓器T1、輸出濾波電感L4～L6和交流濾波電容C3～C5構(gòu)成，如圖2a所示的，直流母線電壓Vbus通過三個(gè)全橋變換電路，受互差120度的驅(qū)動信號控制，經(jīng)過三相變壓器耦合變換和LC濾波后輸出三相交流電a、b、c。逆變器丁由Q19～Q24、工頻變壓器T2、輸出濾波電感L7～L9和交流濾波電容C6～C8構(gòu)成，如圖2b所示，直流母線電壓Vbus通過三個(gè)半橋變換電路，受三相六開關(guān)矢量控制信號驅(qū)動，經(jīng)過Δ/Y形式的隔離變壓器耦合變換和LC濾波后輸出三相交流電a、b、c。這兩種逆變器與目前的整流器甲或乙組合使用的缺點(diǎn)是由于整流器甲或乙的輸出直流電壓較低，導(dǎo)致逆變器為了滿足輸出三相220V電壓，必須采用升壓隔離變壓器，開關(guān)管工作在低壓大電流狀態(tài)，造成整機(jī)變換效率較低，甚至無法滿足YD/T1095標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的≥90％限值要求。
目前常用PFC裝置的控制方法通常采用專用IC芯片UC3854等，其控制原理是該模擬芯片管腳內(nèi)置乘法器和放大器，從外接電路接收母線電壓反饋和電感電流反饋，相應(yīng)管腳外接阻容元件構(gòu)成控制器，通過電壓外環(huán)的控制實(shí)現(xiàn)母線穩(wěn)壓功能，BOOST電路的輸入電壓波形通過乘法器作用于電流給定波形，使其跟蹤BOOST電路的輸入電壓波形，電流內(nèi)環(huán)的控制使得電感電流波形跟蹤電流給定波形也即BOOST電路的輸入電壓波形，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)較正的功能。但現(xiàn)有的控制方法其實(shí)現(xiàn)需要大量的外圍器件，電路調(diào)試比較復(fù)雜，成本高。而且電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)等核心控制器也由阻容元件組成，因而器件參數(shù)的分散性必將影響系統(tǒng)的性能指標(biāo)。同時(shí)控制算法受限于器件的硬件電路結(jié)構(gòu)，難以實(shí)現(xiàn)算法的改變和改進(jìn)。
因此，現(xiàn)有技術(shù)存在缺陷，而有待于改進(jìn)和發(fā)展。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種功率因數(shù)校正電路的控制方法，克服現(xiàn)有技術(shù)方法中外圍器件多，調(diào)試復(fù)雜，性能指標(biāo)差的缺點(diǎn)，在降低系統(tǒng)成本的同時(shí)提高電路的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，改善動態(tài)響應(yīng)性能；同時(shí)本發(fā)明方法可以使電感上的電流紋波電壓減小，紋波電流頻率提高一倍，從而減小電感紋波和發(fā)熱，提高裝置的效率。
本發(fā)明的技術(shù)方案如下
一種功率因數(shù)校正電路的控制方法，所述功率因數(shù)校正電路包括一整流橋，用于接收輸入電壓并將輸入的交流電壓轉(zhuǎn)換為單極的輸出電壓；以及一由電感、兩個(gè)開關(guān)管、二極管三相整流橋、兩個(gè)電容組成的BOOST電路；一控制器，用于控制開關(guān)管的開通關(guān)斷，以使電感電流達(dá)到預(yù)定波形；一電壓檢測電路，檢測輸入的交流電壓或BOOST電路的輸入電壓；一電流檢測電路，獲得流過所述電感的電流；所述方法包括所述整流橋?qū)⑤斎氲慕涣麟妷恨D(zhuǎn)換為單極的輸出電壓提供給所述BOOST電路，所述電壓檢測電路和電流檢測電路提供給控制器所需的各種輸入，所述控制器根據(jù)獲得的輸入量計(jì)算得到所述BOOST電路的開關(guān)管通斷的驅(qū)動脈沖；所述BOOST電路的開關(guān)管接受來自所述控制器的驅(qū)動波，使電感電流的形狀跟隨整流橋提供的輸入交流電壓波形，完成功率因數(shù)校正并提供穩(wěn)定的直流母線電壓輸出。
所述的控制方法，其中，所述方法還包括以下步驟a)進(jìn)行電壓外環(huán)控制，將母線電壓反饋與給定電壓進(jìn)行比較，進(jìn)行母線穩(wěn)壓和正負(fù)母線均壓控制；b)進(jìn)行前饋量計(jì)算，根據(jù)所述BOOST電路的輸入交流電壓和母線電壓給定計(jì)算所需的理想驅(qū)動脈沖的占空比；c)對電流參考波形生成，利用所述步驟a)的輸出和所述BOOST電路的輸入交流電壓得到電流參考波形；d)進(jìn)行電流內(nèi)環(huán)控制，將電感電流反饋和所述步驟c)生成的電流參考波形進(jìn)行比較，并計(jì)算電流環(huán)的輸出和前饋量的加權(quán)并做為電流環(huán)的最終輸出，通過閉環(huán)算法使電感電流跟隨電流參考波形；e)脈沖發(fā)波，使上下兩開關(guān)管的脈寬調(diào)制信號采用不同的定時(shí)器時(shí)基，通過特定初始化設(shè)置使其值始終相差1/2的開關(guān)周期。
所述的控制方法，其中，所述步驟b)中的前饋量計(jì)算為前饋量iff＝1-vrec/(Vref*2)，其中vrec為所述BOOST電路的輸入交流電壓，Vref為母線給定電壓。
所述的控制方法，其中，所述步驟c)中的電流參考波形形成為irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)其中Km是乘法器的系數(shù)，Vreg為所述電壓外環(huán)的輸出，設(shè)所述BOOST電路的輸入電壓vrec的有效值為VrecRms。
所述的控制方法，其中，所述步驟d)還包括d1)計(jì)算所述電感電流反饋iLf和給定電流irefp的差ierror，選用P調(diào)節(jié)器作為電流環(huán)的調(diào)節(jié)器；d2)計(jì)算電流誤差和前饋量的與各自系數(shù)的乘積和Ireg，其中前饋系數(shù)Kff不能超過1；d3)限幅后作為電流環(huán)的輸出為Ireg。
所述的控制方法，其中，所述步驟d2)中的前饋系數(shù)Kff選用Kff＝4*Vreg，并且上限幅為1。
本發(fā)明所提供的一種功率因數(shù)校正電路的控制方法，由于采用了數(shù)字控制方法，與現(xiàn)有技術(shù)相比，在降低系統(tǒng)成本的同時(shí)提高了電路的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能；而且因?yàn)椴捎脭?shù)字控制，可以比較容易的消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差；在算法中引入脈沖前饋等技術(shù)使得動態(tài)響應(yīng)和對輸入電壓的適應(yīng)范圍都有了明顯改善；在PWM發(fā)波方面使用雙管180度交錯(cuò)導(dǎo)通的發(fā)波方法，使電感上的電流紋波頻率比開關(guān)頻率高了一倍，減小了電感紋波和發(fā)熱，減小了電感體積，同時(shí)提高了裝置的效率。


圖1a和圖1b是現(xiàn)有技術(shù)UPS的整流器的電路原理圖；圖2a和圖2b是現(xiàn)有技術(shù)UPS的逆變器的電路原理圖；圖3是本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路的系統(tǒng)框圖；
圖4是本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路的核心控制方法框圖；圖5是本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路的軟件控制方法的總體流程圖；圖6是本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路中的電壓外環(huán)詳細(xì)流程圖；圖7是本發(fā)明的所述功率因數(shù)校正電路中的電流內(nèi)環(huán)的詳細(xì)流程圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的較佳實(shí)施作進(jìn)一步的詳細(xì)描述本發(fā)明所述的功率因數(shù)校正裝置包括以下幾部分一整流橋，用于接收輸入電壓并將輸入的交流電壓轉(zhuǎn)換為單極的輸出電壓；一由電感、兩個(gè)開關(guān)管、二極管三相整流橋、兩個(gè)電容組成的boost電路；一控制器，用于控制所述開關(guān)管的開通關(guān)斷，以達(dá)到使電感電流等于預(yù)定波形之目的；一電壓檢測電路，檢測交流輸入電壓或者整流電壓即BOOST電路的輸入電壓；一電流檢測元件或者方法，直接偵測或者間接得到流過電感的電流。
各部分的主要功能是所述整流橋?qū)⒔涣鬏斎腚妷恨D(zhuǎn)換為單極的輸出電壓提供給BOOST電路，所述電壓檢測電路和所述電流檢測元件或方法提供給控制器所需的各種輸入，所述控制器根據(jù)獲得的輸入量計(jì)算得到BOOST電路的開關(guān)管通斷的驅(qū)動脈沖。所述BOOST電路的開關(guān)管接受來自所述控制器的驅(qū)動波脈沖，使電感電流的形狀跟隨整流橋提供的輸入電壓波形，完成功率因數(shù)校正功能并提供穩(wěn)定的直流母線電壓輸出。
由于傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正的控制方法的原理是采用專用模擬芯片通過閉環(huán)控制算法使流過電感的電流波形跟蹤BOOST電路的輸入電壓波形。而本發(fā)明使用一定程序的PFC控制，并且對控制方法作了一些改進(jìn)以求發(fā)揮數(shù)字控制系統(tǒng)的優(yōu)勢，使系統(tǒng)獲得更好的性能。本方法的核心控制方法主要包括以下幾個(gè)步驟第一步電壓外環(huán)控制，將母線電壓反饋與給定的電壓進(jìn)行比較，進(jìn)行母線穩(wěn)壓和正負(fù)母線均壓控制；第二步前饋量計(jì)算，根據(jù)BOOST電路的輸入電壓和母線電壓給定計(jì)算所需的理想驅(qū)動脈沖的占空比；第三步電流參考波形生成，利用第一步的輸出和BOOST電路的輸入電壓得到電流參考波形；第四步是電流內(nèi)環(huán)控制，將電感電流反饋和第三步生成的電流給定波形比較，并計(jì)算電流環(huán)的輸出和前饋量的加權(quán)和做為電流環(huán)的最終輸出，通過閉環(huán)算法使電感電流跟隨電流給定波形；第五步脈沖發(fā)波，使上下兩管的脈寬調(diào)制信號PWM采用不同的定時(shí)器時(shí)基，通過特定初始化設(shè)置使其值始終相差1/2的開關(guān)周期，這樣當(dāng)控制環(huán)的輸出送到相應(yīng)的比較控制寄存器，所產(chǎn)生的PWM將有一個(gè)180度的交錯(cuò)。
上述方法步驟中第三步、第四步的前饋引入和第五步是本發(fā)明的發(fā)明點(diǎn)，其他幾個(gè)步驟和傳統(tǒng)的專用芯片的控制原理相同。
本發(fā)明的所述裝置系統(tǒng)如圖3所示，其控制芯片采用TMS320LF2407A，開關(guān)頻率選為10KHz。圖上部的電路是本發(fā)明方法的控制對象的硬件電路拓?fù)?，其?01部分就是電路的核心控制對象BOOST電路部分。下方是控制系統(tǒng)的簡要說明，控制系統(tǒng)的輸入主要是模擬量的采樣，輸出則是控制開關(guān)管Q1和Q2的驅(qū)動波。
所述電路共有四種工作模式1.雙管均導(dǎo)通，電流通路L--＞Q1--＞Q2，輸入電壓Vin加在電感上，電感儲能，C1，C2提供能量給負(fù)載；2.雙管均關(guān)斷，電流通路L--＞C1--＞C2，電感上的電壓為Vin-Vo，電感釋放能量(Vo＞＝Vin)；3.Q1導(dǎo)通并且Q2關(guān)斷，電流通路L--＞Q1--＞C2，電容C2儲能，電感上電壓為Vin-V2，電感是否儲能視兩者的關(guān)系而定，若輸入Vin＞V2，則電感儲能，反之，則電感釋放能量；理想情況下，認(rèn)為V1＝V2＝1/2*Vo，所以的關(guān)系決定了一管導(dǎo)通一管關(guān)斷時(shí)的電感電流的趨勢；4.Q1關(guān)斷并且Q2導(dǎo)通，電流通路L--＞C1--＞Q2，電容C1儲能，電感上電壓為Vin-V1，是否儲能同樣視Vin與1/2*Vo兩者的關(guān)系而定。
因此，雙管若同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷，可以看作是一個(gè)開關(guān)管，其占空比決定了最后的總的母線電壓，而一管導(dǎo)通一管關(guān)斷的工作模式可以用于平衡兩個(gè)電容的電壓，保持每個(gè)電容的端電壓維持在總母線電壓的一半左右。所以這個(gè)電路可以為后級電路提供單母線或者正負(fù)母線兩種選擇。另外需要注意的是，與有中線的結(jié)構(gòu)不同，此時(shí)正母線電容C1的充電時(shí)間，是由Q1關(guān)斷而Q2導(dǎo)通的時(shí)間決定，所以正母線控制環(huán)的輸出應(yīng)該用來控制Q2的驅(qū)動，負(fù)母線控制環(huán)的輸出則用來控制上管Q1的驅(qū)動。
控制系統(tǒng)的采樣的模擬量為交流輸入電壓vA、vB、vC或者BOOST的輸入電壓vRec，輸出的正負(fù)母線電壓V1f和V2f，，流過電感L1和L2的電感電流iLf。如果采樣的是交流輸入電壓，在所述控制方法中還需要將其轉(zhuǎn)換為BOOST電路的輸入電壓才能供控制環(huán)使用。
所述控制核心步驟部分的流程詳細(xì)描述如圖4所示，因?yàn)檎?fù)母線的控制方法相同，以正母線的控制為例說明。其中vrec是電流的波形參考即整流電壓瞬時(shí)值，V1f和iLf分別是正母線電壓反饋和電感電流反饋，Vref是母線電壓給定，Iiff是計(jì)算所得的正母線的脈沖前饋量。由圖示可以看出，在生成電流參考波形的三個(gè)量A、B、C中，A和C在穩(wěn)態(tài)時(shí)都可以看作常數(shù)，因而電流的波形形狀將由B決定。而電流給給定的大小由A和C共同決定。電流給定隨A的增大而增大可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓功能，而B的參與實(shí)現(xiàn)了輸入電壓降低時(shí)電流給定增大的輸入電壓前饋功能。所述控制步驟具體包括
第一步電壓外環(huán)控制，將母線電壓反饋v1f與給定Vref進(jìn)行比較得出電壓環(huán)誤差量，選用PI調(diào)節(jié)器作為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器；第二步前饋量計(jì)算，前饋量相當(dāng)于理論上為得到相應(yīng)輸出電壓所需驅(qū)動的占空比的，其計(jì)算公式為iff＝1-vrec/(Vref*2)；第三步電流參考波形生成，利用電壓外環(huán)的輸出Vreg和BOOST電路的輸入交流電壓vrec可以得到電流參考波形，設(shè)vrec的有效值為VRecRms，則電感電流給定的計(jì)算公式為irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)其中Km是乘法器的系數(shù)；第四步是電流內(nèi)環(huán)控制，此步驟詳細(xì)流程圖如圖5所示，所述方法每開關(guān)周期運(yùn)行一次，從采樣和數(shù)據(jù)處理模塊獲得所需要的輸入信息母線電壓和電感電流反饋，BOOST電路輸入電壓等，按照前述步驟計(jì)算各個(gè)控制量，最終的輸出輸送到脈沖發(fā)送模塊去轉(zhuǎn)換為開關(guān)管的PWM驅(qū)動。如圖5所示該步驟可以分解為3個(gè)小步驟1.計(jì)算電感電流反饋iLf和電流給定irefp的差ierror，選用P調(diào)節(jié)器作為電流環(huán)的調(diào)節(jié)器；2.計(jì)算電流誤差和前饋量的與各自系數(shù)的乘積和Ireg，注意前饋系數(shù)Kff不能超過1，在此例中選用Kff＝4*Vreg，并且上限幅為1；3.Ireg限幅后作為電流環(huán)的輸出；第五步脈沖發(fā)波，上管采用T1作為定時(shí)器時(shí)基，周期寄存器設(shè)為100us，初始計(jì)數(shù)值設(shè)為0，下管采用T2作為定時(shí)器時(shí)基，初始計(jì)數(shù)值設(shè)為50us，控制寄存器使能關(guān)聯(lián)，即T2使用T1定時(shí)器的周期寄存器和使能位，保證兩個(gè)定時(shí)器的同步運(yùn)行。同時(shí)因?yàn)槠涑跏贾迪嗖?/2的開關(guān)周期，這樣當(dāng)控制環(huán)的輸出送到相應(yīng)的比較控制寄存器，所產(chǎn)生的PWM將有一個(gè)180度的交錯(cuò)。這個(gè)交錯(cuò)使得電感上承受的紋波電壓減小一半，并且紋波電流頻率是開關(guān)頻率的兩倍，從而紋波電流大大減小。
所述電壓外環(huán)控制的流程圖如圖6所示，其中Vref為母線電壓給定，V1f為正母線電容電壓V1的反饋量，Kp和Ki分別是電壓環(huán)的比例和積分系數(shù)，Verror為誤差量，Vacc為積分累加項(xiàng)，Vreg則是電壓環(huán)的輸出。所述電流內(nèi)環(huán)控制過程如圖7所示，其中irefp是正母線控制環(huán)的電感電流給定，iLf是電感電流iL的反饋量，Iiff則是計(jì)算所得的脈沖前饋量，Kip和Kff分別是電流環(huán)比例系數(shù)和前饋系數(shù)。
綜上所述，采用本發(fā)明所述控制方法，與現(xiàn)有傳統(tǒng)控制技術(shù)相比，數(shù)字控制方式降低了系統(tǒng)的成本，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)壓精度，交錯(cuò)導(dǎo)通方法減小了電感電流紋波，從而提高了系統(tǒng)效率，前饋技術(shù)的引入，減小了電流環(huán)的帶寬壓力，增強(qiáng)了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，從而使本控制方法成為一個(gè)高性價(jià)比的控制方案。
應(yīng)當(dāng)理解的是，本發(fā)明的上述針對較佳實(shí)施例的描述比較具體，不能因此而理解為對本發(fā)明專利保護(hù)范圍的限制，其專利保護(hù)范圍應(yīng)以所附權(quán)利要求為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種功率因數(shù)校正電路的控制方法，所述功率因數(shù)校正電路包括一整流橋，用于接收輸入電壓并將輸入的交流電壓轉(zhuǎn)換為單極的輸出電壓；以及一由電感、兩個(gè)開關(guān)管、二極管三相整流橋、兩個(gè)電容組成的BOOST電路；一控制器，用于控制開關(guān)管的開通關(guān)斷，以使電感電流達(dá)到預(yù)定波形；一電壓檢測電路，檢測輸入的交流電壓或BOOST電路的輸入電壓；一電流檢測電路，獲得流過所述電感的電流；所述方法包括所述整流橋?qū)⑤斎氲慕涣麟妷恨D(zhuǎn)換為單極的輸出電壓提供給所述BOOST電路，所述電壓檢測電路和電流檢測電路提供給控制器所需的各種輸入，所述控制器根據(jù)獲得的輸入量計(jì)算得到所述BOOST電路的開關(guān)管通斷的驅(qū)動脈沖；所述BOOST電路的開關(guān)管接受來自所述控制器的驅(qū)動波，使電感電流的形狀跟隨整流橋提供的輸入交流電壓波形，完成功率因數(shù)校正并提供穩(wěn)定的直流母線電壓輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法還包括以下步驟a)進(jìn)行電壓外環(huán)控制，將母線電壓反饋與給定電壓進(jìn)行比較，進(jìn)行母線穩(wěn)壓和正負(fù)母線均壓控制；b)進(jìn)行前饋量計(jì)算，根據(jù)所述BOOST電路的輸入交流電壓和母線電壓給定計(jì)算所需的理想驅(qū)動脈沖的占空比；c)對電流參考波形生成，利用所述步驟a)的輸出和所述BOOST電路的輸入交流電壓得到電流參考波形；d)進(jìn)行電流內(nèi)環(huán)控制，將電感電流反饋和所述步驟c)生成的電流參考波形進(jìn)行比較，并計(jì)算電流環(huán)的輸出和前饋量的加權(quán)并做為電流環(huán)的最終輸出，通過閉環(huán)算法使電感電流跟隨電流參考波形；e)脈沖發(fā)波，使上下兩開關(guān)管的脈寬調(diào)制信號采用不同的定時(shí)器時(shí)基，通過特定初始化設(shè)置使其值始終相差1/2的開關(guān)周期。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述步驟b)中的前饋量計(jì)算為前饋量iff＝1-vrec/(Vref*2)，其中vrec為所述BOOST電路的輸入交流電壓，Vref為母線給定電壓。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步驟c)中的電流參考波形形成為irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)其中Km是乘法器的系數(shù)，Vreg為所述電壓外環(huán)的輸出，設(shè)所述BOOST電路的輸入電壓vrec的有效值為VrecRms。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述步驟d)還包括d1)計(jì)算所述電感電流反饋iLf和給定電流irefp的差ierror，選用P調(diào)節(jié)器作為電流環(huán)的調(diào)節(jié)器；d2)計(jì)算電流誤差和前饋量的與各自系數(shù)的乘積和Ireg，其中前饋系數(shù)Kff不能超過1；d3)限幅后作為電流環(huán)的輸出為Ireg。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述步驟d2)中的前饋系數(shù)Kff選用Kff＝4*Vreg，并且上限幅為1。
全文摘要
本發(fā)明的一種功率因數(shù)校正電路的控制方法，所述方法包括所述整流橋?qū)⑤斎氲慕涣麟妷恨D(zhuǎn)換為單極的輸出電壓提供給所述BOOST電路，所述電壓檢測電路和電流檢測電路提供給控制器所需的各種輸入，所述控制器根據(jù)獲得的輸入量計(jì)算得到所述BOOST電路的開關(guān)管通斷的驅(qū)動脈沖；所述BOOST電路的開關(guān)管接受來自所述控制器的驅(qū)動波，使電感電流的形狀跟隨整流橋提供的輸入電壓波形，完成功率因數(shù)校正并提供穩(wěn)定的直流母線電壓輸出。本發(fā)明方法由于采用了數(shù)字控制方法，與現(xiàn)有技術(shù)相比，在降低系統(tǒng)成本的同時(shí)提高了電路的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能；減小了電感紋波和發(fā)熱，減小了電感體積，同時(shí)提高了裝置的效率。
文檔編號H02M1/14GK1812234SQ20051003303
公開日2006年8月2日 申請日期2005年1月26日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月26日
發(fā)明者李艷玲, 林東華 申請人:中興通訊股份有限公司